交流电机论文十篇

交流电机论文 篇1

随着电力电子技术、微电子技术、数字控制技术以及控制理论的发展,交流传动系统的动、静态特性完全可以和直流传动系统相媲美,交流传动系统获得广泛应用,交流传动取代直流传动已逐步变为现实。

由于交流电机本质上为非线性、多变量、强耦合、参数时变、大干扰的复杂对象,它的有效控制一直是国内外研究的热点问题,现已提出了多种控制策略与方法。其中经典线性控制不能克服负载、模型参数的大范围变化及非线性因素的影响,控制性能不高;矢量控制、直接转矩控制也存在一些问题;近年来,随着现代控制和智能控制的理论发展,先进控制算法被应用于交流电机控制,并取得一定成果。

这些方法各有特点,在实际应用中需根据具体要求适当选择,才能实现最佳效果。因此,全面了解各种控制策略非常重要。本文将对当前交流电机常用控制策略进行了全面地分析和比较,给出其优缺点,并指出发展方向。

1 交流电机的控制算法

1.1 基于交流电机稳态模型的控制方法

常用的稳态模型控制方案有开环恒V/f比控制(即电压/频率=常数)和闭环转差频率控制。

(1)恒压频比控制(Constant V/f Control,VFC)

此法是从变压变频基本控制方式出发的且不带速度反馈的开环控制方式[1]。由于在额定频率以下,若电压一定而只降低频率,那么气隙磁通就要过大,造成磁路饱和,严重时烧毁电机。为了保持气隙磁通不变,VFC采用感应电势与频率之比为常数的方式进行控制。

此法优点:结构简单,工作可靠,控制运算速度要求不高等。

此法缺点:开环控制的调速精度和动态性能较差;只控制了气隙磁通,而不能调节转矩,性能不高;由于不含有电流控制,起动时必须具有给定积分环节,以抑制电流冲击;低频时转矩不足,需转矩补偿,以改变低频转矩特性。

(2)闭环转差频率控制(Close-loop Slip Frequency Control,SFC)

此法是一种直接控制转矩的控制方式[2]。在电机稳定运行时,在转差率很小的变化范围内,只要维持电机磁链不变,电机转矩就近似与转差角频率成正比,因此控制转差角频率即可控制电机转矩。

此法优点:基本上控制了电机转矩,提高了转速调节的动态性能和稳态精度。

此法缺点:不能真正控制动态过程的转矩,动态性能不理想。

上述两种控制方法基本上解决了电机平滑调速问题,但系统的控制规律是只依据电机的稳态数学模型,没有考虑过渡过程,系统在稳定性、起动及低速时转矩动态响应等动态性能不高;转矩和磁链是电压幅值及频率的函数,当仅控制转矩时,由于I/O间的耦合会导致响应速度变慢,即使有很好的控制方案,交流电机也很难达到直流电机所能达到的性能。但这两种控制的规律简单,目前仍在一般调速系统中采用,它们适用于动态性能要求不高的交流调速场合,例如风机、水泵等负载。

1.2 基于交流电机动态模型的控制方法

1.2.1 交流电机的基本控制方法

要获得高动态性能,必须依据交流电机的动态数学模型。它的动态数学模型是非线性多变量的,其输入变量为定子电压和频率,输出变量为转速和磁链。当前最成熟的控制方法有矢量控制和直接转矩控制两种。

(1)矢量控制(Vector Control,VC)

它是由Blasehke F.在1971年提出。根据电机的动态数学模型,利用矢量变换方法,将异步电机模拟成直流电机,从而获得良好的动态调速性能。它可分为转子磁场定向控制和定子磁场定向控制两种,其中转子磁链定向控制以转子磁链为参考坐标,通过静止坐标系到旋转坐标系间的坐标变换,将定子电流分解成产生磁链的励磁分量和产生转矩的转矩分量,并使两分量相互独立而解耦,然后分别对磁链和转矩独立控制。通常的控制策略是保持励磁电流不变,改变转矩电流来控制电机转矩;定子磁场定向控制是将同步旋转坐标系d轴放置在定子磁场方向上,有利于定子磁通观测器的实现,减弱转子回路参数对控制系统的影响,但低速运行时,定子电阻压降不容忽略,反电势测量误差较大,导致定子磁通观测不准,影响系统性能。若采用转子方程实现磁通观测,会增加系统复杂性。

此法优点:实现了磁链与转矩的解耦,可对它们分别独立控制,明显改善了控制性能。

此法缺点:对电机参数的依赖性大,而电机参数存在时变性,难以达到理想的控制效果;即使电机参数与磁链能被精确测量,也只有稳态时才能实现解耦,弱磁时耦合仍然存在;需假设电机中只有基波正序磁势,太理论化,不完全符合实际;若解耦后的控制回路采用普通PI调节器,其性能受参数变化及各种不确定性影响严重。

矢量控制已获得非常广泛应用于交流电机控制[3],且为克服其缺点,它常与其他控制方法相结合来使用。

(2)直接转矩控制(Direct Torque Control,

它是由德国Depenbrock M.于1985年提出,它摒弃了解耦思想,直接控制电机转矩,不需要复杂的变换与计算,把电机和逆变器看成一个整体,采用空间电压矢量分析方法在定子坐标系下分析交流电机的数学模型,计算定子磁通和转矩,通过PWM逆变器的开关状态直接控制转矩。DTC)

此法优点:控制思路新颖,采用“砰-砰”控制,系统结构简洁,无需对定子电流解耦,静、动态性能优良;采用定子磁链进行磁场定向,只要知道定子电阻就可以把它观测出来,使系统性能对转子参数呈现鲁棒性;可被推广到弱磁调速范围。

此法缺点:功率开关器件存在一定的通、断时间,为防止同一桥臂的两开关发生直通而短路,必须在控制信号中设置死区,但死区会使在各调制周期内引起微小畸变,畸变积累后会使逆变器的输出电流产生畸变,引起转矩脉动,低速时死区效应更明显;低速时定子电阻的变化引起的定子电流和磁链的畸变;对逆变器开关频率提高的限制较大;无电流环,不能做电流保护,需加限流措施。

此法已逐步大量用于交流电机控制[4],且为克服它的缺点,常与其他控制方法相结合。

VC和DTC两法表面上不同,控制性能上各有特色,但本质是相同的,都采用转矩、磁链分别控制,其中转矩控制环(或电流的转矩分量环)都处于转速环的内环,可抑制磁链变化对转速子系统的影响,使转速和磁链子系统近似解耦。

1.2.2 交流电机的线性控制方法

在VC和DCT两种基本的电机动态模型控制方法基础上,采用解耦后的线性控制或非线性控制可以构成高性能的控制系统,需要要解决的问题是提高系统的鲁棒性,以克服参数变化和各种扰动的影响。传统的电机控制一般采用线性模型和线性控制,控制结构采用双环(速度环和电流环)或三环(磁链环)结构。

(1)PID控制(PID Control)

PID控制问世已有70多年了,它是根据系统的误差,利用比例、积分、微分计算出控制量进行控制的。由于其简单、有效、实用的特性,目前仍是应用最为广泛的控制算法。

此法优点:结构简单,物理意义明确,稳定性好,调整方便,应用经验丰富。

此法缺点:仅适于线性、定常对象的控制,但不适于非线性、时变、耦合及参数和结构不确定的复杂对象的控制。

由于交流电机是一个强耦合的非线性对象,且存在多种干扰,电机参数也会变化,此法无法在线自适应对象参数的变化,控制参数适用控制对象范围小,难以取得满意的控制效果。近年来,出现了PID控制与其他控制相结合的多种新型PID控制,如自适应PI、模糊PI、神经PI等控制,它们在一定程度上改善了电机的调速性能[5]。

(2)内模控制(Internal Model Control,IMC)

它是由Garcia和Motari于1982年提出的,是在Smith预估基础上扩展的一种基于过程模型的控制策略。它通过对控制器的重新设计,增加了滤波环节,提高了系统的鲁棒性。

此法优点:结构简单,设计直观;在线调节参数少,调整容易;跟踪调节好,鲁棒性强,抗扰性高;特别适合于时滞系统的控制。

此法缺点:需要被控对象的内部模型,且当模型失配时,控制效果变差,甚至导致系统不稳;对难以建立模型、存在不确定及非线性的复杂对象,难以取得满意的控制效果。

此法已被用于电机VC控制中的电流调节器,系统的动态响应较好,且对参数变化的敏感性小[6]。目前,此法已扩展到了多变量、非线性系统,还与自适应、预测、模糊、神经网络等其他控制方法结合,取得了更好的控制效果。

(3)最优控制(Optimal Control,OC)

它是由Bellman R E等于1957年提出的方法基础上发展起来的,在满足一定约束条件下,寻求最优控制策略,使得系统的性能指标达到极值。它的常用基本方法为动态规划、最大值原理和变分法。已在线性二次型调节、时间最短、能耗最小等领域广泛应用。

此法优点:可用于MIMO系统、非线性及时变系统;各种冲突的设计目标通过性能指标函数自动折中考虑,不依赖设计者经验;性能指标函数不仅可考虑动、静态性能,还可结合能量消耗;线性二次型调节器的相位裕量至少60°,幅度裕量无限大。

此法缺点:对象维数不宜太高,否则计算时间过长,难以实际应用;建模要准确,不能有未建模动态,存在鲁棒性问题;存在最优化算法的简化和实用性问题。

VC在恒转矩调速范围内采取恒磁通控制策略,在轻载时系统运行在额定磁通会引起过度铁芯损耗,导致电机效率降低。采用基于模型的最小损耗函数控制对轻载稳态时的效率进行优化,可减小铁损,使铜损与铁损达到平衡,实现效率最优[7]。

(4)预测控制(Predictive Control,PC)

它是由Richalet等于1978年提出,具有多步测试、滚动优化和反馈校正三个基本特征,它不是采用不变的全局优化目标,而是采用滚动式的有限时域优化策略,使得在控制的全程中实现动态优化,而在控制的每步实现静态参数优化,及时弥补了模型失配、时变、干扰等引起的不确定性,使控制保持实际上的最优。它主要包括模型算法控制(MAC)、动态矩阵控制(DMC)、广义预测控制(GPC)、预测函数控制(PFC)等多种算法。

此法优点:预测和优化模式是对最优控制的修正,建模方便;采用非最小化描述的离散卷积和模型,信息冗余量大,提高了鲁棒性;采用滚动优化策略,使模型失配、畸变、干扰等引起的不确定性及时得到弥补,提高了抗扰性和适应性;对模型精度要求不高,跟踪性能良好,更适于复杂工业过程控制。

此法缺点:在线计算时间长,计算量大;理论分析难以深入;对多变量预测控制算法的稳定性、鲁棒性的研究亟待解决;对非线性系统的预测控制还没有很好地解决。

针对传统DCT中转矩脉动大问题,基于预测控制的空间电压矢量调制被用于DCT控制系统,它根据转矩偏差值,通过矢量调制技术,预测出定子电压空间矢量,明显抑制了转矩和磁链的脉动[8]。目前,此法已扩展到了多变量、有约束、非线性系统,还与其他控制方法相结合,如与神经网络、模糊、自适应、鲁棒等控制,取得了更好的控制效果。

(5)灰色控制(Grey Control,GC)

它是由邓聚龙于1982年提出。它通过系统运行数据建立灰色预测模型,利用灰色预测模型的超前预测功能提前预测出系统变化的趋势,并采取控制算法措施,可以克服系统时滞和参数时变等的不利影响,改善控制品质。

此法优点:原理简单,所需样本少,计算方便,易于现场实时预测;便于实现“滚动”式预测;预测精度可检验,并可适当优化修正;灰色预测本身只能预测,它可与任何控制算法结合,实现并提高相应的控制功能。

此法缺点:仅适合于单一指数规律发展且发展速度不快的系统,在其他增长趋势下预测的精度变差,且在数据离散程度较大时,精度下降很快;建模时极少使用确定性信息;计算复杂,且没有考虑误差的反馈调整;计算精度较低且不可控。

此法被用于电机的DCT控制系统,灰色预测用于下一状态磁链、转矩和磁链位置角,经过模糊推理给出相应的最佳控制方案[9]。此法可解决电机参数变化及滞后效应的影响。

(6)自适应控制(Adaptive Control,AC)

它是Tsien H S.在1954年发展起来的一种基于数学模型的控制方法。它所依据的关于模型和扰动的先验知识较少,能随着系统行为变化,不断检测系统参数或运行指标,自动调整控制规则与参数,补偿过程特性或环境的变化,保证整个控制系统具有良好的性能指标。它又分为线性与非线性两类。目前已比较成熟的线性自适应控制主要有模型参考自适应控制(MRAC)和自校正控制(STAC)两种。

此法优点:通过在线修正自己的特性以适应对象的变化,能够有效地解决模型不精确和模型变化所带来的鲁棒性问题。

此法缺点:数学模型的建立和运算比较复杂,控制系统不易实现;进行辨识和校正需要一定时间,主要适于渐变和实时性不高的过程;处理非线性系统及系统结构变化的能力较差,在多输出系统中的应用尚不成熟等。

此法主要用来解决电机参数摄动和各种扰动引起的不确定性问题,但对于因集肤效应引起的电阻变化、因饱和作用产生的电感变化等较快的参数变化,就会因来不及校正而难以得到很好的动态效果[10]。目前,此法与其他方法结合形成了多种新方法。此外,线性自适应控制已成熟,现主要研究模糊、神经网络、鲁棒等非线性自适应控制。

1.2.3 交流电机的非线性控制方法

VC和DTC两种控制只是从物理关系上构成转矩与磁链的近似解耦控制,没有对电机的动态过程进行全面的描述,且没有或较少应用控制理论。交流电机本质上是一个非线性、多变量、强耦合、多扰动的对象,应直接采用鲁棒控制或非线性控制,才能真正揭示问题的本质。近年来,随着电力电子与微处理器的快速发展,实现复杂的控制算法成为可能,交流电机的非线性控制已成为研究热点。

(1)鲁棒控制(Robust Control,RC)

它是针对系统中存在一定范围的不确定性而设计的控制器,使闭环系统保持稳定的同时,保证一定的动态性能品质。它包括基于性能指标优化的控制理论(Zames G.1981年提出的H∞控制为代表)、基于分析系统的稳定性的鲁棒性分析和设计(Doyle J C.1982年提出的µ理论等)两类方法。

此法优点:对于干扰、参数偏差以及系统噪声有良好的稳定性。

此法缺点:权函数选取困难,依赖于设计者的经验;仍属模型的设计方法,需依参数不同及所选加权不同而重新设计控制器;只能在允许的不确定性界内保证系统的鲁棒稳定性;只能处理非结构性不确定问题,对结构性不确定性问题有局限性;只能优化单一的H∞范数,不能与其他目标函数综合起来;控制器阶次较高,算法复杂,难以实际应用。

H∞控制被用于电机控制中,它保证了对参数不确定系统的鲁棒性和对外界扰动的抑制作用[11]。此法也常与自适应、内模等其他控制结合,以提高系统的性能。

(2)滑模变结构控制(Sliding Mode Varibale Strueture Control,VSC)

它是由Utkni等1962年提出的一种自适应的非线性控制,Izosimov D.于1975年将其引入到电机控制。它具有控制的不连续性,即一种使系统结构随时变化的开关特性。它根据被调量的偏差及其导数,让系统沿着预先设计好的滑动模态轨迹运动。

此法优点:几乎不依赖于模型,对干扰和未建模动态具有较强的鲁棒性;不需要在线辨识,控制规律实现容易;对系统模型精度要求不高,控制规律简单,可协调动、静态间矛盾;有效降低系统的阶数、简化控制;理论上可应用到各类非线性系统。

此法缺点:频繁高速的开关切换会带来高频抖动,这会激活系统的未建模高频成分,甚至导致不稳,需用饱和切换函数;需要知道系统不确定性参数和扰动的上、上界的准确度影响系统鲁棒性。

此法对电机参数的变化和负载转矩振动具有良好的鲁棒性[12]。目前,既能削弱抖动而又不失强鲁棒性的变结构控制是研究的热点问题。现也常将它与自适应、预测、无源性、反馈线性化、模糊、神经网络等控制相结合,以达到更好的控制效果。

(3)无模型控制(Model Free Control,MFC)

它是由韩志刚、侯忠生等于1989年提出的,利用一个新引入的伪梯度向量的概念,用动态线性时变模型来替代一般非线性系统,并仅用受控系统的I/O数据在线估计系统的伪梯度向量,实现非线性系统的自适应控制。

此法优点:既是参数自适应,又是结构自适应;仅利用系统I/O数据,无需受控系统的数学模型;无需辨识过程和控制器设计;方法原理简单,在线估计参数少,易于编程实现;可移植性好,跟踪性能良好,鲁棒性较强,能保证系统的闭环稳定。

此法缺点:泛模型是非线性系统的一种简单动态线性化,没有完全避免系统的未建模动态问题;它的应用受到对象的制约,应用时应考虑对象的特点,以更好地发挥其控制优势。

此法已被应用异步电机的控制中,实现了不同负载下的转速稳定控制[13]。目前,它常与跟踪微分器等其他控制结合,以便在线“挖掘”、“学习”更多的信息,改进其控制性能。

(4)Lyapunov直接控制(Lyapunov Direct Control,LDC)

它是在1892年Lyapunov提出的非线性系统稳定性直接判据的基础是发展起来的,先对系统构造一个“类似能量”的纯量函数,然后在保证该函数对时间的变化为负的前提下来设计控制器。

此法优点:具有全局渐进稳定,对系统的参数变化及外部扰动有较强的鲁棒性;理论严格、物理意义清晰;方法简单、实现容易、响应速度快;摆脱了I/O线性化方法中对重定义的输出变量的依赖。

此法缺点:没有给出构造Lyapunov函数的一般方法,在高维、强非线性系统中构造Lyapunov函数很困难;Lyapunov能量函数向系统期望点收敛速度不可控,导致动态性能不理想。

此法已在感应电机控制领域得到了应用,所设计的控制器较简单,无需对转子磁链观测,且对电阻变化有较强的鲁棒性[14]。

(5)无源性控制(Passivity-Based Control,PBC)

它是由Ortega R.等于1995年提出的一种非线性反馈控制策略,通过利用输出反馈使得闭环系统特性表现为一无源映射,配置系统能量耗散特性方程中的无功分量“无功力”,迫使系统总能量跟踪预期的能量函数,保证系统的稳定性,使得被控对象的输出渐近收敛到期望值。

此法优点:设计简单,物理意义明确;系统反馈不需要观测器,直接利用输出反馈;具有全局稳定性,无奇异点,对系统参数变化及外来摄动有较强鲁棒性;选择不同输出函数和能量函数,可设计出多种无源控制器;已成功应用于EL(Euler-Lagrange,EL)方程所描述的控制系统,且EL模型中有反对称矩阵,简化了无源控制律。

此法缺点:在构造存储函数时,系统的Lagrange结构常会被打破,系统的稳定性得不到保证;Lyapunov函数的构造无规律可循。

此法已被引入到电机控制中,采用阻尼注入法使得电机严格无源,通过分析电机EL能量模型,将电机分解成为两个串连的无源子系统,采取输出反馈等措施,实现闭环系统的渐进稳定。该系统对转子电阻参数变化不敏感,但对负载参数变化,无法实现时变磁通的完全跟踪[15]。目前主要研究转矩渐近跟踪、转速渐近跟踪及位置渐近跟踪等PBC方法,它还与其他控制结合,以达到最佳控制性能。

(6)端口受控的耗散哈密顿(Port Controlled Hiltonian with Dissipation,PCHD)

它也是由Ortega R.等在1999年提出的,是从无源性控制理论演化来的,解决了PBC的Lagrange结构常被破坏而导致系统稳定性得不到保证的问题。它用PCH模型来表示系统,系统总的能量函数作为Hamilton函数,以此判断系统稳定性,把能量耗散的概念引入到PCH系统。系统的反馈镇定基于互联和阻尼配置的无源性控制(IDA-PBC)能量成形方法来实现,这样镇定问题就转化为求解偏微分方程。

此法优点:具有全局稳定性和鲁棒性;若选择合适的阻尼注入,会收到好的动、静性能;设计具有灵活性;根据能量平衡关系,选择期望的闭环Hamilton函数,偏微分方程可转成普通的微分方程,求解容易、计算量小、便于实现。

此法缺点:缺乏必要的物理意义;直接求解偏微分方程难度大,计算量大,实现困难;尚处于研究与仿真的阶段,还很不成熟。

此法被应用于电机速度控制中,实现了速度和电流的双闭环控制仿真,取得了很好的静、动态性能和较好的鲁棒性[16]。

(7)反步控制(Backstepping Control,BC)

它是由Kokotovic等在1991年提出的,它以Lyapunov能量函数的收敛性为目标,将原来复杂的非线性系统分解为若干个子系统,引入虚拟控制量进行静态补偿,采用由前往后递推的设计方法,通过设计后面子系统的虚拟控制来保证前面子系统达到镇定。另外,当系统存在不确定性时,采用自适应反步控制方法。

此法优点:能够维持系统的全局一致渐近稳定,保证系统跟踪误差渐近收敛;设计过程简明;对参数不确定性及外界干扰有鲁棒性;基本解决了LDC缺乏构造性的问题,给出了反向设计寻求Lyapunov函数的方法;不要求非线性系统满足匹配条件,增广匹配条件或者非线性增长性约束条件。

此法缺点:参数变化需满足线性参数化条件;依赖于对象的数学模型;需要计算回归函数,计算量成指数险增长,实现难度较大;自适应反步法要求系统的不确定性必须转化为线性参数未知的不确定性,且在确定和计算回归矩阵时比较烦琐;仅适于可状态线性化或具有严格参数反馈的不确定非线性系统。

此法已被用于电机的控制中,在电机参数、负载转矩等未知的情况下,对这些参数进行估计,将电机分为两个子系统分别设计自适应控制器,克服这些不确定性影响,确保磁链和转速的跟踪特性和系统的全局稳定性[17]。为提高电机控制性能,它常与自适应、变结构、鲁棒、神经网络等控制或与扩张状态观测器相结合使用。

(8)映射线性化控制

如果运用某种方法将非线性系统变换成相应的线性系统,便能用线性控制方法进行控制。现主要有反馈线性化、逆系统两种线性化控制方法。

(1)反馈线性化控制(Feedback Linearization Control,FLC)

它是由Brockett R W.在1976年提出且基于微分几何的线性化解耦控制方法。基于微分几何的非线性控制方法包括静态/动态反馈线性化、I/O线性化、非线性观测器和扰动解耦。其中反馈线性化通过状态的微分同胚和非线性状态反馈控制,把状态空间按非线性坐标变换的方法转换为同维的流形,从而将非线性系统变换为线性系统,实现了反馈线性化,进而可采用线性系统理论设计控制器。

此法优点:具有坚实的理论基础;可实现对象完全解耦;可抑制参数变化和外部干扰的影响。

此法缺点:数学工具较抽象,控制算法较复杂,实现困难;依赖于对象的精确模型,不具备对模型和参数不确定的鲁棒性;需要全状态可测量,需要精确抵消动态;存在奇异点的问题;局限于仿射非线性系统。

VC在弱磁升速或调整磁链幅值时,解耦条件将受到破坏,难以取得好的动态性能。此法被用于电机控制中,可对电机进行全局的完全解耦且线性化的控制,它将电机模型完全解耦成磁链和转速两个独立的线性单变量系统,两个子系统按线性控制理论分别设计,可使系统达到预期的性能指标[18]。为消除需要精确知道系统的参数的缺点,它常与自适应、灰色、变结构、鲁棒、神经网络等控制相结合,提高系统对转子参数和负载变化的鲁棒性。

(2)逆系统控制(Inverse System Control,ISC)

它是由Widrow B.于1986年提出的一种直接反馈线性化的方法,先用给定对象的模型生成一种可用反馈方法实现的原系统的α阶积分逆模型,将之串联在被控对象的前面,原对象被补偿为具有线性传递关系且已解耦的伪线性规范化系统,再用线性系统理论来完成伪线性系统的控制。

此法优点:避免了微分几何的复杂繁琐理论束缚;不局限于仿射非线性系统;直观简明,容易理解和应用。

此法缺点:要求被控系统的模型精确可知,需要求出逆系统的解析表达式,且须满足系统可逆性条件;控制精度依赖于逆模型的精度,自适应性和鲁棒性差。

此法已被应用于电机控制,将电机解耦成转速与磁链两个线性子系统,并运用线性理论对设计的系统进行控制,实现了电磁转矩和磁链对各自参考值的全局渐进跟踪[19]。为解决自适应性差问题,它常与自适应、神经网络等控制相结合,对参数和模型的在线辨识或校正,可取得更好的控制效果。

(9)自抗扰控制(Active Disturbances Rejection Control,ADRC)

它是由韩京清在1997年提出的一种针对非线性、不确定性系统的控制方法。它由跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性状态误差反馈控制律三部分组成。它利用非线性结构克服了抗干扰能力差、易受系统参数变化影响等经典PID的缺陷,采用前馈补偿方法将扰动加到系统模型的输入端,从而将具有非线性、不确定对象的控制系统补偿为确定的、简化的积分串联型线性系统,在此基础上再设计控制器。

此法优点:系统的非线性项和扰动可通过估计得到,不依赖于系统的模型和参数;安排过渡过程解决快速和超调间的矛盾;不用积分反馈也能实现无静差,避免积分反馈的副作用;统一处理确定系统和不确定系统的控制问题;可抑制外扰,不需知道外扰模型或直接测量。

此法缺点:当对象模型阶数大于3时,难以选取满意的非线性函数及相应的参数,同时计算量大,导致控制周期变长,实时性变差;非线性环节的运算较复杂,计算量大,快速实现困难;涉及较多的参数选取问题,它们的取值会影响控制性能。

此法已被应用到异步电机的VC中,提高感应电动机控制系统的鲁棒性,抑制电机参数波动及负载扰动的影响[20]。它常与模型配置、无源、神经网络等控制相结合,实现优势互补,获得更好的性能。

1.2.4 交流电机的智能控制

由于交流电机是非线性、多变量、耦合系统,且受到转矩波动、未知负载和电机本身参数变化等的影响,上述控制方法难以实现精确控制要求。智能控制不依赖于对象模型,继承了人脑思维的非线性特征,并在处理有不精确性和不确定性的问题中获得可处理性、鲁棒性。由于交流传动系统具有较明确的数学模型,在交流传动中引入智能控制的目的是充分利用其非线性、变结构、自寻优等功能来克服交流传动系统的变参数与非线性等因素,从而提高系统的鲁棒性。因此,大多是在原来的模型控制基础上增加一定的智能控制手段,以消除参数变化和扰动的影响。目前,模糊控制和神经网络控制等智能控制在交流传动系统应用中较为成熟。

(1)模糊控制(Fuzzy Control,FC)

它是由Zadeh L A在1973年提出的,是基于模糊推理,模仿人的思维模式,对难以建立精确数学模型的对象实施的一种控制,包括精确量的模糊化、模糊推理、清晰化三部分。为消除早期模糊控制存在的静差,出现了带积分模糊控制器等。

此法优点:不依赖对象模型,可处理不精确信息;鲁棒性强,能够克服系统中过程参数变化和非线性等不确定因素;能模仿人的经验对复杂对象进行专家式的控制。

此法缺点:控制精度不高,稳态精度低,甚至可能振荡;自适应能力有限;模糊规则、量化因子、比例因子和隶属函数难以确定;缺乏模糊规则设计方法。

此法已应用到电机控制中,能有效地克服电机非线性、强耦合等缺点[21]。由于它的精度及自适性较差,常把它与PID、自适应、变结构、神经网络等其他控制相结合,以取得更优性能。

(2)神经网络控制(Neural Network Control,NNC)

神经网络是由Mcculloch W S.等在1943年提出,1992年开始被应用于控制领域。NN模拟人的大脑神经生物结构,可逼近任何非线性函数,有效解决非线性系统建模难的问题,能够学习与适应不确定过程的动态特性,具有很强的鲁棒性和容错性以及并行处理的快速性。

此法优点:自适应和自学习、非线性映射、鲁棒性和容错性均很强;只需通过一定的I/O样本来训练,可逼近任意对象的动态特性;不需复杂控制结构,也不需要对象模型,可用于复杂的控制对象。

此法缺点:物理意义不明确;网络结构、隐层数及各层神经元数的选取缺乏理论支持;计算复杂,计算量大;对训练集的要求高、训练时间长;稳定性分析较困难,收敛性不能保证,可能陷入局部最优,甚至发散;优化目标是基于经验风险最小化,泛化性能不强。

此法应用于电机控制中能够准确地拟合电机的非线性[22]。它也常与自适应、PID、模糊等结合使用,以取得更好的性能。

(3)支持向量机控制(Support Vector Machine Control,SVMC)

SVM是由Vapnik V.等于1995年提出的机器学习算法,是建立在统计学习和结构最小化原则基础上的,能较好地解决小样本、非线性、高维数和局部极小点等实际问题。但SVM算法的样本数据越大,求解相应的二次规划问题越复杂,计算速度越慢,存在着鲁棒性、稀疏性和大规模运算问题。Suykens J A.等在1999年提出的最小二乘SVM算法(LS-SVM)可解决SVM的问题。

此法优点:具有小样本学习、全局最优、泛化能力强等特点;它的核函数利用隐式非线性变换,巧妙地解决了维数灾难问题;它的拓扑结构由支持向量决定;能以任意的精度逼近任意函数;它的结构简单、可调参数少、学习速度快。

此法缺点:核函数及参数的构造和选择缺乏理论指导;有时无法利用现有的公式计算决策函数的阈值;它的一些变形方法还缺乏相应的统计学习理论基础;LS-SVM丧失了SVM的稀疏性与鲁棒性。

此法常与逆控制法结合用于电机控制中,它利用SVM其构造电机的逆模型,该系统能有效地实现转速与磁链的动态解耦,且对负载扰动有较强的鲁棒性[23]。

(4)专家控制(Expert Control,EC)

Roth H.等在1983年提出专家控制系统。它是将专家系统与控制理论相结合,仿效专家智能,实现对较为复杂问题的控制,能自适应地解释当前状况,预测未来行为,诊断出现问题的原因,制订校正规划,并监控规划的执行,确保成功。

此法优点:以控制专家的经验和知识弥补了对象数学模型的缺陷;运行可靠,决策能力强,能够处理不确定性、不完全性和不精确性之类的问题;拟人能力强,应用通用性好,控制与处理灵活。

此法缺点:过度依赖专家的经验,且专家经验知识的获取困难;缺乏自学习能力,知识库的更新与规则生成困难;控制精度不高,存在稳态误差;需要建立实时操作知识库;系统的稳定性难以分析;解释机构的设计、用户接口的建立等存在问题。

此法与自学习等控制结合起来已被用于交流伺服系统中,自学习控制解决了专家控制器的知识库不足问题,提高了系统的自适应能力[24]。

(5)模糊神经控制(Fuzzy Neural Network Control,FNNC)

模糊、神经、专家三种基本智能方法各有其优势及局限,将它们集成融合在一起已成为设计更高智能的控制系统方案,其中模糊神经网络是最常用的结合形式。FNN是由Lee S C.和Lee E T.在1974年提出的,FNNC是模糊控制与神经网络控制的结合体。尽管这两种控制都具有不依赖于对象的数学模型、鲁棒性强等优点,但模糊控制的稳态精度低、自适应能力差,而神经控制的学习时间长、参数物理意义不明显。FNNC是通过神经网络实现模糊控制的功能,增强了模糊控制的自学习和自适应能力,改善了神经网络学习速度慢、易陷入局部极值等问题,增强了控制系统的实时性。

此法优点:两者结合优势互补,兼有两者之长;采用模糊计算,计算简便,加快了处理速度;增强了信息处理手段,使信息处理方法更加灵活;网络中采用模糊化规则,增强了系统的容错性;可同时处理确知和非确知信息,扩大了信息处理能力。

此法缺点:模糊规则的选取无通用办法;模糊化层和模糊推理层节点个数的选取、模糊合成和推理算法的选取以及反模糊化的计算方法等无理论指导;存在模型复杂性与模型泛化能力间的矛盾。

此法已运用于电机控制系统,该系统的转矩响应快,转速跟踪性能好,稳态误差很小,控制性能良好[25]。

(6)遗传算法(Genetic Algorithm,GA)

智能优化算法是1974年以来发展起来的新型优化算法,包括神经网络、混沌、遗传、粒子群、蚁群、免疫、模拟退火、禁忌搜索及其混合等优化算法,其中遗传算法是最常用的优化方法。GA是由Holland J于1975年提出,是模拟自然进化过程中的自然选择和遗传变异的一种随机优化方法。

此法优点:收敛性好,计算时间少,它从群体开始并行搜索,不是从单个初始值出发,覆盖面大,从全局择优,不易陷入局部最优;搜索使用评价函数启发,过程简单;具有自组织、自适应和鲁棒性;可与各种控制相结合,对控制参数寻优。

此法缺点:不能很好地解决大规模计算量问题;容易陷入“早熟”,需要根据具体问题调整选择和变异策略;编码不太容易;对初始种群的选择有一定依赖性;在变量多、取值范围大或无给定范围时,收敛速度下降。

此法已被应用于在交流电机控制中,如在感应电机的位置控制中,采用GA在线搜索自适应滑模控制器的自适应参数,可获得良好的动态性能以及对系统参变量和外部负载干扰的鲁棒性[26]。

从以上讨论可见,每种控制策略各有特点,在电机控制应用中应当根据性能要求,选用与之相应的控制方法,以取得最佳性能。

2 交流电机控制的发展趋势

交流电机控制虽已取得了很多成果,但仍不完善。它的发展方向主要有:

(1)随着电力电子、微电子、计算机等技术的发展,采用数字处理器可快速实现复杂运算,一些复杂控制算法逐步得到实际应用,电机控制得到性能提高。

(2)为了使电机控制系统具有较高的动静态性能及鲁棒性,应该寻找新型的控制方法或改进现有的控制方法。

(3)每种电机控制方法都有其优、缺点,为提高电机的控制性能,可将两种或多种控制方法互相有机组合、取长补短、优势互补,集成为一体,可克服单控制方法缺陷。例如,模糊与PID、自适应与变结构、模糊与神经、无源与自抗扰等控制结合。

(4)电机控制系统需要速度信号,但安装速度传感器会带来很多问题,通过容易测量的其他信号,可间接估算出电机速度。目前,高性能的无速度传感器控制方法也已成为研究热点。

(5)电机的定、转子等参数会随工况和环境变化,除了采用先进控制策略减小它们变化对控制性能影响外,还应对电机参数进行实时在线精确辨识。目前电机参数的辨识已提出了递推最小二乘法、模型参考自适应法、扩展Kalman滤波法、神经网络和遗传算法等多种辨识方法。

(6)随着人们对环保意识的增强,电机控制产生的高次谐波对电网会带来污染,降低电机工作噪声以及增强其可靠性、安全性等越来越受到重视,人们试图通过采取合适的控制方式设计出绿色变频调速器来解决这个问题。

最后,需要指出的是,新型控制方法的研究应该从实际出发,在保证所需控制性能条件下,控制结构力求简单,这样系统才有应用价值和生命力。

3 结语

交流电机论文 篇2

自从20世纪70年代以来,无速度传感器的高性能交流电机驱动系统一直受到国际电气传动界的普遍关注,这项可控驱动技术在工业生产和经济上具有很大的吸引力,减少硬件的复杂性和降低成本是其中最明显的两项。其次,减少传动机构的尺寸、清除传感器电缆、更好地避免噪音、提高可靠性、减少对维护的需求。此外,在有害环境中工作常常需要强制采用无速度传感器的电动机[1,2,3]。

文献[1]总结了无速度传感器控制方法,并归纳成两大类6种方法:

1)基于电动机的基波模型,包括开环模型和闭环观测器;

2)利用电机的各向异性性质如转子槽谐波、主电感饱和、人为的凸极、转子槽漏磁。

早期的关于交流电机无传感器控制的文献可以追溯到1975年,文献[4]描述了一种恒压频比方案,采用转差估计器从已知的定子频率信号中导出机械角速度。自从文献[5]提出了不带速度传感器的矢量控制驱动系统以来,产生了一大批各有特色的交流驱动无传感器控制方法[1,2,5,6,7,8,9,10]。

近年来,对于交流电机无速度或位置传感器驱动技术的研究更加深入。尽管取得了很大的进展,但极低速稳定运行仍然存在问题[1,2,6]。对于该技术存在的大量文献进行恰如其分的比较分析存在困难,原因在于至今还没有一种为大家所承认的标准的无速度传感器控制系统。论文给出了近年来文献中提高交流电机无传感器低速控制性能的若干解决方案的要点及一些在无传感器条件下观测的结果并进行了分析,从而对进一步研究提出可能新颖的建议。

2 基于电机基波模型的方法

无论是开环计算转速,还是闭环的观测器构造转速,都是以交流电机的动态数学模型为基础。在研究动态数学模型时所做的基本假设是:电机气隙表面均匀,磁动势和磁通密度沿气隙周围按正弦规律分布,忽略空间谐波和其它次要因素等,因此这个模型仅是基波模型。

2.1 模型参考自适应系统MRAS

模型参考自适应系统(MARS,model reference adaptive system)法是由Schauder C.首次提出的[11],也是首次基于稳定性理论设计交流电机转速的辨识方法,状态和速度的渐近收敛性由Lyapunov方程和Popov超稳定性理论保证。其主要思想是将含有待估计参数的方程作为可调模型,将不含未知参数的方程作为参考模型,两个模型具有相同物理意义的输出量,利用两个模型输出量的偏差根据一定自适应律来实时调节可调模型的参数[12]。基本的MRAS框图如图1所示。

在基于工业应用开发的初期,Schauder[11]将MRAS方法应用于1台交流感应电机,在定子频率为2 Hz以上获得了良好性能。文献[13]提出了一种具有较好性能的转矩型MRAS。通过一个与转子时间常数匹配的滞后电路,可以减小电机参数尤其是定子电阻的影响,并给出了在1台印刷机上的应用情况,在0.1%额定速度时可以稳定运行,给出了在18 r/min或额定速度的1/100的实验结果。

为了改善低速估计性能,近年来采用了参数自适应方法。文献[14]报告了一个间接矢量MRAS,用于1台永磁同步电机PMSM转子磁链和定子电阻估计,给出了2 rad/s的运行情况。文献[15]针对交流感应电机驱动,在MRAS中使用了自适应神经网络预测模型,并与较早的MRAS方法进行了比较。实验转速为正反转±50 rad/s和±10 rad/s,低速实验为5 rad/s。因采用自适应模型,从给出的零速实验情况看是可行的且比以前好。文献[16]提出了一种新颖的基于定子电流的MRAS速度估计方法,分析了感应电机等效电路参数以及MRAS方案自适应系数对估计的磁极位置及整个驱动系统的稳定性的影响,分别给出了极低速14 r/min和7 r/min实验结果,瞬时速度偏差接近零。

与其它基于模型的方法相比,MRAS方法比较简单且实现时比较经济[2]。文献[17]将一个基本的转子磁链MRAS与EKF估计性能进行了比较。EKF对参数变化具有较好的鲁棒性,但MRAS比较简单(计算的复杂性之比几乎为20∶1),且在低速时甚至更好。性能据说已经能与具有编码器的间接矢量驱动相比,实验采用的阶跃速度为19～96 r/min。

按照Landau关于模型参考自适应控制经典著作中的定义,MRAS的“参考模型”应能代表受控系统性能的准确模型,其输出是自适应控制的期望值,“可调整系统”即受控系统,可以调整其参数或输入以获得尽量接近参考模型的性能。套用MRAS理论时,虽然可以用Lyapunov函数或Popov超稳定理论来证明系统的渐进稳定性,但实用中需要的却是选择PI参数来调整转速估计的动态品质,以获得准确的动态转速,按照MRAS的理论还难以做到[9]。

2.2卡尔曼滤波KF

卡尔曼滤波是由R.E.Kalman在20世纪60年代初提出的一种最小方差意义上的最优预测估计的方法, 它的突出特点是可以有效地削弱随机干扰和测量噪声的影响。扩展卡尔曼滤波EKF算法则是线性卡尔曼滤波器在非线性系统中的推广应用。KF在信号处理中是一种比较先进的技术,并在驱动中获得广泛应用。文献[18]提出了基于EKF的感应电机直接矢量控制中转子电流或转子磁链矢量及转子电阻估计方法。文献[19]针对EKF存在的主要问题——EKF协方差矩阵的选择,提出了一种通过自调整程序直接选择矩阵的方法,避免了常规的通过反复实验选择矩阵,并将这种方法用于面装式PMSM转速估计,但并没有给出低速实验结果。文献[20]描述了具有电压和电流传感器基于EKF的感应电机矢量控制和直接转矩控制系统,但电阻值和转动惯量使用测量值。低速实验表明,估计速度偏差为2～4 r/min,零速运行持续时间为64 s。文献[21]提出了一种PMSM无传感器矢量控制系统,采用并联降阶EKF进行转速和位置估计,并与常规的EKF进行比较,实验转速为100 r/min。特点是可以大大节省计算机资源,但随着数字信号处理技术的持续发展,这种折中方法已无太大意义。

文献[22]总结了常规EKF存在的不足,主要包括复杂的雅可比矩阵计算;由线性化和不正确的参数导致的不稳定性;高斯白噪声假设和缺少适当选择模型协方差的分析方法等。提出了一种UKF(unscented Kalman filter)方法以克服常规的EKF存在的不足,并将提出的方法用于感应电机转速估计。因对测量噪声更加敏感,因此没有给出低速实验的结果。

影响KF和EKF低速估计的因素是电机定、转子电阻等参数变化。转子电阻变化的影响因素主要有两个,即温度和集肤效应。温度对转子电阻的影响相对缓慢,因此可通过补偿的方法以减小磁链和转矩在稳态运行点产生的漂移。集肤效应对转子电阻变化的影响较快,但在高性能电机驱动中矢量控制通常能维持较低的滑差率,因此在稳态条件下集肤效应比较小。另外,用于变速用途的感应电机不需要直接在线启动,可以将集肤效应设计得很小。此外,转子时间常数也会受到电感磁饱和的影响。

定子电阻是另外一个重要的参数。随着频率(转速)的降低,由定子模型方程可知,其影响逐渐增大。另外,其值随温度变化可达50%,因此,不能简单的采用固定不变的定子电阻。在稳态和偏差受到限制时,或许可以在1 Hz速度运行[3]。

Ψs=∫(us-rsis)dt (1)

与MRAS相比,扩展卡尔曼滤波法提供了一种迭代形式的非线性估计方法, 避免了对测量量的微分计算, 其性能取决于滤波器矩阵的选择,不足之处是计算量很大、低速时对参数变化敏感,且这种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特性已知的基础上的, 需要在实践中摸索出合适的特性参数。

2.3 观测器

将MRAS或EKF与自适应结合构成闭环观测器能够增强抑制偏差和噪声的鲁棒性[1],常见的形式包括滑模观测器和全阶非线性观测器。

文献[23]描述了在电驱动系统中滑模控制原理及其应用,该论文得到了广泛的引用。文献[24]将积分滑模控制用于感应电机矢量控制系统,进行了参数变化范围为20%的鲁棒性实验,实验阶跃速度大约从800 r/min到1 200 r/min。文献[25]提出了一种感应电机变结构控制方法,使得电机在额定负载下能运行于极低速,并给出了在额定负载下运行速度为3 r/min的实验结果。文献[26]提出的感应电机滑模电流观测器结合了定子电阻自适应辨识,声称在零速和低速具有很高的估计精度,并给出了24 r/min实验结果。文献[27] 采用逆系统方法将感应电机的转速和转子磁链进行动态解耦,并由扩展的Kalman 滤波器对转速及转子磁链进行实时估计,给出了整个调速范围内进行高精度的转速和磁链估计的仿真结果。

文献[28]提出了一种改进的感应电机定子磁链定向直接矢量控制系统,定子磁链采用闭环估计,转子速度采用MRAS估计,给出了仿真和轻载实验结果。50%负载时低速运行实际转速为4.8 rad/s,估计转速为6 rad/s;空载时低速运行估计转速与实际转速一致。文献[29]提出一种新颖的自适应全阶Luenberger观测器用于感应电机转速估计,给出了正反转为±100 rad/s的实验结果和小于2 rad/s的极低速实验结果,具有定、转子电阻自适应的零速运行。文献[30]基于扩展电动势、逆变器非线性补偿和定子电阻自适应提出了一种感应电机转子磁链闭环观测器。给出了正反转为±5 rad/s实验结果,称零速运行令人满意。但在阶跃转矩变化为三分之一额定负载下,转速偏差约20 rad/s。文献[31]提出了一种改进感应电机磁链估计和定子电阻自适应方法,采用偏差衰减机理解决直流飘移问题,给出了正反转±90 r/min实验结果。文献[32]提出了一种感应电机全阶自适应观测器,可用于包括极低速的定子或转子磁链定向控制,零速稳定运行存在困难,但可以平稳地经过零点而不影响驱动的稳定性。

文献[33]在回顾无刷永磁电机无速度传感器运行时指出,近来发展主要集中于闭环观测器方法的研究。这种估计器通常包括一个具有详细电机参数的简单电机系统模型,但无电机模型变量可能更适合于变化的负载或未知负载。文献[34] 较早采用EKF方法,对1台无刷直流电机速度和转子位置进行估计,实验结果为额定速度5%以上时电机参考速度和实际速度最大稳态偏差为±1%。文献[35]采用具有MRAS的变结构方法,选取永磁电机本身作为参考模型,而选取永磁电机电流模型作为可调模型,用于面装式的永磁电机转速辨识,给出了全速范围的仿真结果。文献[36] 基于电机的电流模型,给出了一种具有KF的自适应滑模定子磁链观测器,用于基于DTC的内永磁同步电机IPMSM驱动系统。实验结果为电机在半载情况下稳定运行于10 r/min,约为额定转速的0.79%。

2.4 基于电机基波模型的方法存在问题

基于电机基波模型的方法存在低速稳定运行困难的问题,其主要原因如下[1]。

1)信号获得存在偏差。

由式(1)可知,即使采用理想积分器,信号中微小的直流成分也能使得估计的磁链产生偏移,因此,极低速运行存在一个基本极限。

2)逆变器存在非线性。

逆变器存在非线性死区影响,欲获得良好的低速性能应进行补偿;功率装置正向电压降落也会产生非线性,需要通过建模解决。其它影响包括对电压降落和对电流反向的准确位置的死区时间补偿的敏感性。因此,通过PWM估计定子电压矢量会变得不精确。

3)模型参数不准确。

模型参数可以在试运行阶段确定,可以采用离线的方法或者用逆变器自测试的方法以增加估计的准确性如用直流实验寻找转子电阻初始值。

开始出现无速度传感器控制的高性能通用变频器产品时,最低工作频率仅为5 Hz,低速运行时误差较大。近10年来,经过研发工作的努力,一些高档产品的最低频率已达0.5～1 Hz。Holtz[1]认为基于电机基波模型的方法最低频率“接近0 Hz,或暂时为0 Hz”,后者是指在过渡过程中经过0 Hz。这样的结果已能满足许多工业实际要求了,但更低频率的稳定运行还做不到。

3 利用电机的各向异性性质

要解决交流电机无速度传感器控制系统0 Hz附近的稳定运行,就必须另辟蹊径。高频信号注入的辨识方法有着重要的实际应用潜力,许多学者对此展开了较为深入的研究[1,2,3]。

在信号注入SI方法中,通常向电机中注入附加的高频、低幅值信号。由于注入的信号频率很高而幅值较小,Holtz[1]认为,这种注入的高频信号对电机的基本特性影响较小。注入的信号可以是三相对称的,产生一个高频旋转磁场,也可以在预定的某个空间方向上产生一个特定的交变磁场。这些信号被实际电机中的各向异性在空间加以调制,然后被加工、解调以获得所需的测量量。此外,在一个PWM控制系统中,开关波形中的高频成分可以代替注入的周期性高频信号。

对于感应电机来说,转子基本模型是圆柱形的,在零速时不能提供转子位置或磁场角信息。而基于非模型的方法,即利用感应电机的各向异性获得转速信号,可以完全不受数学模型的限制。感应电机的各向异性特性主要形式有:通过感应电机鼠笼型转子中的转子导条产生的各向异性,而这种各向异性可以通过人为设计获得,如使转子齿槽的宽度在转子圆周上按极距周期性变化、使转子导条在转子表面下的深度按周期性变化、使双笼转子的外层鼠笼条或内层鼠笼条的导体电阻按周期性变化等;其次,由于基波磁场在漏磁路产生局部饱和而引起磁路的各向异性;另外一种常见形式的各向异性是在d轴,因为d轴附近气隙处的高频磁场时间常数最大,使得d轴总漏感最大。感应电机中的各向异性有着不同的空间方位,如基波磁场的位置、转子导条极距内的导条对应的位置等。这些各向异性对高频注入信号产生响应,因而通过注入信号或直接经过逆变器开关获得的高频激励可以检测出各向异性的空间方向。通过检测这种各向异性可以确定转子的位置角,转子位置角的变化可以用来获得电机转速。文献[37]采用转子槽追踪和零序电流技术对接近标准的感应电机在零速和低速时的转子位置进行估计。实验电机为三角形连接,负载为空载和30%额定负载,进行0～10 r/min的实验,平均位置偏差机械角度为0.6°。文献[38]利用高频信号注入技术,采用补偿和卡尔曼滤波KF,对1台标准的闭槽笼型感应电机在零—低速矢量控制时的转速进行估计,给出了±30 r/min的实验结果。文献[39]提出了一种速度估计方法,该方法基于载波信号注入及标准的气隙光滑的两轴感应电机模型,并结合了MRAS方法。据称,在机械转动惯量很高的假定条件下(尽管假设不能成立)具有较宽的运行速度范围,包括零速和基本频率。给出了阶跃速度为50 r/min的实验结果。文献[40]基于零序电流和神经网络及饱和补偿,利用信号注入进行凸极追踪并在1台IM上进行了实验。文献[41] 通过计算负序载波信号电流中的齿槽谐波及利用高通滤波器滤除饱和电感谐波的方法,精确地获得了标准的斜槽转子感应电机在低速空载时的转速,给出的实验结果为15 r/min。

通常,在感应电机中不只一种各向异性特性,感应电机中各向异性有着不同的空间方位,例如基波磁场的位置、转子导条极距内的导条对应位置,以及专门设计的不对称转子的位置等。当从一种特定的各向异性的响应信号中提取信息时,必然会受到其它各向异性的干扰。文献[42]分析了磁饱和在转速估计的影响,提出了消除影响的方法。据称,在零定子频率稳定运行时具有高动态性能,并给出了动态50 r/min的实验结果。文献[43]提出一种基于Hilbert变换和以内插值替换的快速傅立叶变换方案,以提高利用电流估计感应电机速度的精度。文献[44]提出了一种利用高频信号注入法对感应电机零—低频运行速度进行估计的方法,该法不受磁饱和及逆变器非线性的影响,不需要离线试运转处理,但存在0.5 Hz的门槛频率。文献[45]提出了利用短时傅立叶变换分析感应电机无传感器速度信号的方法,采用插补技术提高短时傅立叶变换的精度,实验在1台ABB 2极鼠笼型感应电机上进行,获得了估计速度与实测速度良好的一致性。文献[46]提出利用离散傅立叶变换分离感应电机零速无传感器控制中不同凸极调制信号的算法。从测量的凸极信号追踪局部饱和及转子槽等引起的感应电机各向异性。

对于同步电机来说,上述各向异性自然地存在着[3],并在无传感器同步电机零速和低速驱动中获得了深入的研究。文献[47]提出了一种能在静止和运行条件下辨识出包括逆变器参数的无机械传感器IPMSM驱动系统,在启动过程中采用信号注入的方法,然后切换到基于反电动势的估计方案。文献[48]提出了一种利用永磁各向异性估计非凸极PMSM静止位置的方法。对于稀土永磁来说,注入信号最佳值为数百千Hz。文献[49]利用有限元(FE)分析法,提出了针对IPMSM的信号注入SI设计标准。文献[50]讨论了同步磁阻电机SynR的交叉饱和影响,给出了100 r/min实验结果。

Shinji Shinnaka[51]提出了一种用于凸极永磁同步电机的无传感器矢量控制方法。与常规的高频电压注入方法不同,新方法采用新颖的椭圆形的旋转高频电压,并利用新颖的锁相环方法进行检波,声称具有静止时允许250%的额定转矩;在额定负载时允许从零速到额定转速运行;甚至在零速控制中允许额定负载的突然加入;在逆变器死区,相位估计具有鲁棒性,甚至在高频定子电流过零点也能进行相位估计等特点,并给出了相关实验结果。J. Holtz[52] 提出了一种基于振荡高频载波信号注入的面装式PMSM零—低速无传感器控制方法,即采用特殊的检波方法消除了由脉宽调制滞后和逆变器非线性引起的估计偏差,使得没有死区补偿也能精确地工作。Nicola Bianchi[53] 结合内插式PMSM,分析了基于高频信号注入的无传感器控制系统性能。具有各向异性的PMSM的转子位置可以通过向定子基频电压注入高频信号获得。相应的高频电流受转子各向异性调制,并用来估计转子位置。这种方法在零速和低速也有效。饱和与交叉耦合对转子位置正确估计具有重要影响。Gheorghe-daniel Andreescu[54]提出了一种具有宽调速范围(包括静止)的IPMSM DTC无传感器控制系统,采用PI补偿的电压—电流模型的变结构的定子磁链观测器,用于低速运行;随着速度增加,观测器逐渐切换到PI补偿的闭环电压模型,用于高速情况。具有带通滤波和锁相环状态观测器的高频旋转电压注入用于估计转子位置。磁链观测与信号注入结合的宽速范围无传感器DTC控制系统。给出从低速(1 r/min)到额定转速实验结果,满负载时调速范围超过1∶1 000。Chan-hee Choi[55] 提出了基于高频脉振信号d,q轴交替注入的PMSM无传感器控制方案,实验证实,可以减小因零电流钳位产生的位置估计偏差和速度估计纹波。Antti Piippo[56]结合了自适应全阶观测器和低速高频信号注入,提出了一种具有逆变器输出LC滤波器的PMSM无传感器混合观测方法,表明滤波器并不妨碍信号注入法的使用,给出了零速实验结果。

基于电机各向异性提取交流电机转速信号的方法,其技术难点在于信号处理方法。由于对特定频率进行追踪,低频谱分离和信噪比较差,信号处理可存在困难,但现代信号处理技术提供了解决这一问题的方法。Shinji Shinnaka[51]利用新颖的锁相环方法进行检波。J. Holtz[52]采用特殊的检波方法消除了由脉宽调制滞后和逆变器非线性引起的估计偏差,使得没有死区补偿也能精确地工作。文献[43]提出一种基于Hilbert变换和以内插值替换的快速傅立叶变换方案,以提高利用电流估计感应电机速度的精度。C.Wang[45]提出了利用短时傅立叶变换分析感应电机无传感器速度信号的方法,采用插补技术提高短时傅立叶变换的精度。文献[46]提出利用离散傅立叶变换分离感应电机零速无传感器控制中不同凸极调制信号的算法,从测量的凸极信号追踪局部饱和及转子槽等引起的感应电机各向异性。Damian Giaouris[57]提出在高频信号注入速度估计中利用小波变换提取和辨识转速的方法,实验和仿真结果证实了结论。

4 结论

无速度或位置传感器技术可以分为基于电机基波模型的方法和基于电机的各向异性性质的方法。基于基本模型的方法很早就已经使用了,20年前其性能即可与具有传感器的方法相媲美。目前,这种方法在极低速获得了令人振奋的结果:速度控制在3 r/min,甚至零速已经得以验证,以至于在转动惯量很高时也获得了极好的实验结果;在稳定负载下,零速稳定运行1 min以上已经得以验证。基于电机的各向异性性质的方法可以获得零速估计,但依赖于电机本身的特性,其技术难点在于信号处理方法,但现代信号处理技术提供了解决这一问题的方法。

各种方案间准确比较存在困难,原因在于至今还没有一种为大家所承认的标准的无速度传感器控制系统。回顾近期一些方案中提出的这些优秀的结论,即使是极小的进步也是有益的。

两类方案在具体的应用中需要权衡其利弊进行选择。一方面,基波励磁法具有良好的动态性能,但是不适合电动机低速运行;另一方面,高频注入法能够实现低速甚至零速时转子位置的检测,但是其动态性能有限。这两类方法的结合可以实现包括零速在内的全速范围下交流电动机的无传感器运行速度检测,其研究具有重要的理论意义和工程实用价值。

两种方法达到的共同目标在于实际工业应用具有良好的动静态性能。实用的交流电机无速度传感器控制系统要求准确度高、鲁棒性好、结构简单、价格便宜,因此,尽管现在研究工作已经取得很大的进展,实用的产品仍多采用基于基波模型的开环计算方法,只要有较好的参数辨识和必要的误差补偿,满足工艺要求的最低频率要求即可。在特殊场合,必须考虑0 Hz附近稳定运行时,各种利用电机各向异性的方法将有其美好的应用前景。

今后的研究方向是提高速度估算的精度以及对参数变化、外部扰动的鲁棒性,进一步改善电动机低速及零速的性能,这是一个难点,也是今后研究的热点。

摘要：无机械速度传感器的交流驱动控制技术具有成本低及可靠性高的特点。无速度传感器控制技术需要对电机内部状态变量如磁链和转子速度进行估计。通常,转子速度的估计只有通过定子电压和电流的检测获得。开环速度估计器的鲁棒性因电机参数变化较差,为了提高抵抗参数变化和信号噪音的鲁棒性,采用闭环观测器估计电机的状态变量以及对电机的参数进行在线辨识。然而,根据无传感器控制文献可知,电机在低速稳定运行时存在困难,解决的方法必须采用电机的寄生效应,即为电机提供附加的状态信息如转子齿谐波电压等。给出了近年来报道的改善交流电机低速估计性能的若干解决方案的要点及一些在无传感器条件下观测的结果并进行了分析,从而对进一步研究提出可能新颖的建议。

交流电机变频调速器的应用分析 篇3

【关键词】容量选择；传动系统；最高频率；传动比；制动电阻

随着电力技术的迅速发展，交流电机变频调速技术取得了突破性的进步，进入了普及应用阶段。在我国，变频调速器也正越来越广泛地被采用，与此同是地，如何正确地选好、用好已成为广大用户十分突出的问题了。

1.关于容量选择

在变频调速器的说明书中，为了帮助用户选择容量，都有"配用电动机容量"一栏，然而，这一栏的含义却不够确切，常导致变频器的误选。

各种生产机械中，电动机的容量主是根据发热原则来选定的。就是说，在电动机带得动的前提下，只要其温升在允许范围内，短时间的过载是允许的。电动机的过载能力一般定为额定转矩的1.8-2.2倍。电动机的温升，所谓"短时间"至少也在十几分钟以上。而变频调速器的过载能力为：150%，l分钟。这个指标，对电动机来说，只有在起动过程才有意义，在运行过程中，实际上是不允许载。

因此，"配用电动机容量"一栏的准确含义是"配用电动机的实际最大容量"。实际选择变频器时，可按电动机在工作过程中的最大电流来进行选择，对于鼓风机和泵类负载，因属于长期恒定负载，可直接按"配用电动机容量"来选择。

2.传动系统进行优化设计

交流异步电动机经变频调速后，其有效转矩和有效功率的范围。配用变频调速器时，必须根据生产机械的机械特性以及对调速范围的要求等因素，对传动系统进行优级化设计，优化设计的主要内容和大致方法如下：

2.1确定电动机的最高运行频率

（1）鼓风机和泵类负载，这类负载的阻转矩TL与转速n的平方成正比TL=KTn2，输出功率PL与转速的在次方成正比PL=KPn3，（KT和KP为常数），由此可知，如转速超过额定转速，负载的转矩和功率将分别按平方律和立方律增加，因此，在一般情况下，不允许在额定频率以上运行。

（2）一般情况下，各种机械的强度、振动以及耐磨性能等，都是以电动机转速不超过3000r/min为前提设计的。因此，在没有对机械重新进行设计的情况下，2级电机的最高运行频率不要超过额定频率太多。

（3）当异步电机在额定频率以上运行时，由于电源电压是恒定的，其在调到fx时电磁转矩Tx近乎和频率调节比Kf的平方成反比，即T≈TN/Kf2（而TN为额定频率fN时的转矩）。因此，最高运行频率不宜超过额定频率。

（4）异步电机在低频下运行时，为了获得足够的转矩，常需进行转矩补偿。而转矩补偿将使电机的磁路趋于饱和，从而增加附加损失，降低了效率，因此，只要情况许可，应尺可能地提高运行频率的上限。

2.2确定传动系统的传动比并校核电动机的容量

（1）鼓风机和泵类负载，一般均为直接驱动，不必考虑传动比的问题。

（2）恒转矩负载，首先，根据有效转矩线以及所要求的频率调节范围，确定电机运行的最高频率和最低频率。

假设已经确定的电动机最高运行频率为fmax最低运行频率为fmin与此对应的转矩相对值为tTL，则电动机的额定转矩Tn=TL/qTL（TL负载转矩）。如果原选电机并未留有余量的话，则配用变频调速器后，电动机的容量应扩大1/tTL倍。传动系统的传动比入等于电动机在最高运行频率下的转速nDmax负载所需求的最高转速nLmax之比。

（3）恒功率负载：和恒转矩负载类似，首先根据有效功率线和频率调节范围，求出电动机运行频率的上、下限。

同样，在求出最高和最低运行频率的同时，得到对应的功率相对值tPL，而电动机的额定功率PN≥PL/tPL（PL为负载要求功率）。

在设计恒功率负载时，应注意两点：（1）尽量多利用额定频率以上的部分；（2）当调整范围较大时，尽量采用两档传动比。因为当传动比分成两栏时，频率范围αf与αn转速范围之间的关系为 。可见，在转速范围相同的情况下，频率范围将大为减小，从而可减小电动机的容量。

负载的机械特性，因是恒功率负载，故曲线上任一点的横坐标与纵坐标的乘积均相等，且与负载功率成正比，即PL=KPTLnL=KPTLmaxLmin。全部转速都在额定频率以下调节时的有效转矩线，在这种情况下，所需电动机的容量PN=KPTNnLmax>KPTLmaxLmax=αnPL。这说明，所需电动机的容量比负载功率的On倍还要大，是很不经济的。

（1）当最高运行频率为额定频率的2倍，传动比只有一档时的情形。在这种情况下，所需电机的容量PN=KPTN1/2nLmax 1/2αnPL。可见，所需用容量只要大于负载功率的On/2倍就可以了。

（2）当最高运行频率为额定频率的2倍，传动比为两档时的情形。这时，所需电机的容量PN1/2 PL。可见，对于恒功率负载，当αn>4时，这种方案是比较理想的。

3.自配外接制动电阻

各种变频调速器都允许外接制动电阻，加快制动速度，外接电阻。但配套的制动电阻价格昂贵，不易买到，自动配置时，其阻值与功率可如下决定：

直流电路的电压值UP=×380=53V；制动电流Is一般以不超过电机的额定电流IDN为原则，即Is≤IDN，故制动电阻Rs≥UD/Is。

因Rs内通过电流的时间只有几秒钟，故其功率PR可按工其工作时的（1/10-1/8）选择，即PR=（0.1-0.125）UD2/Rs。

因Rs接入电路时，应注意将变频调速器内部的制动电阻切除，如不能切除，则应适当加大Rs的值，以免出现制动电流过大的情形。

在外接制动电路时，为了避免烧毁变频器内部的放电用大功率晶体管（GTR）有时也可以外接整个制动电器（即包括制动电阻和放电晶体管，这时，GTR应选取其VCEX≥700伏；ICN≥（1.2-1.5）IDN安。

【参考文献】

[1]马新民.矿山机械.徐州：中国矿业大学出版社，2002.

[2]李纪等.煤矿机电事故分析与预防.北京：煤炭工业出版社，1997.

[3]柴常等.机电安全技术.北京：化学工业出版社，2006，1.

交流电机论文 篇4

电磁调速电机是一种恒转矩交流无级变速电动机, 自面世以来, 已有40年的历史。由于它具备结构简单、运行可靠、价格低廉、调速范围宽、启动转矩大、速度调节平滑等优点, 在生产实践中得到了广泛的应用。近年来, 随着电子技术的发展, 用新的控制系统改变调速性能, 为电磁调速技术带来了新的生机。本文针对电磁调速方式, 设计了一种以STM32微控制器为核心的交流电机调速系统。

1 STM32微控制器

STM32微控制器采用了ARM公司的Cortex-M3内核, 该内核集高性能、低功耗、低成本于一体, 同时可以满足电机控制系统对微控制器须具备卓越的实时响应、逻辑处理功能和优异的控制性能的要求。基于Harvard架构, 该32位RISC采用Thumb2指令集, 提供16位和32位指令。对比纯32位代码, 该指令集能够大幅提高代码密度, 同时保留原有ARM7指令集的多数优点 (附加优化的乘加运算和硬件除法指令) [1]。为保证低功耗应用的要求, STM32的内核电压是1.8V, 外设电压是3.3V, 可选择睡眠模式、待机模式。STM32微控制器的外围控制非常丰富:最大256 KB FLASH、最大20KB RAM、80个快速I/O口、16通道的12位A/D转换器、7个定时器 (包含一个RTC) 、3个智能IC卡接口 (与UART复用) 、2个SPI接口、2个I2C接口、USB 2.0接口、支持通过UART实现IAP功能、IC卡读写器[2]。意法半导体为STM32用户免费提供2.0版电机控制软件库, 用户可以在Keil、IAR工具厂商的STM32设计环境下进行C语言编程。

2 系统工作原理

基于STM32微控制器的交流电机电磁调速系统原理图如图1所示。

电磁调速异步电动机是由普通鼠笼式异步电动机、电磁滑差离合器和电气控制装置三部分组成。异步电机作为原动机使用, 当它旋转时带动离合器的电枢一起旋转, 电气控制装置是提供滑差离合器励磁线圈励磁电流的装置。电磁滑差离合器包括电枢、磁极和励磁线圈三部分。电枢为铸钢制成的圆筒形结构, 它与鼠笼式异步电动机的转轴相连接, 称主动部分;磁极做成爪形结构, 装在负载轴上, 称从动部分。主动部分和从动部分在机械上无任何联系。

当励磁线圈通过电流时产生磁场, 爪形结构便形成很多对磁极。此时若电枢被鼠笼式异步电动机拖着旋转, 那么它便切割磁场产生感应电动势为

其中, B为磁感应强度, L为电枢有效长度, R为电枢有效半径, ω1为原动机转速, ω2为磁极转速。

该电动势在电枢上引起涡流, 假设每个磁极的等效阻抗为Zp, 则涡流电流为

涡流电流与旋转磁极的磁通相互作用产生电动力。设P为电枢极对数, 在此电动力作用下, 电枢切线方向会产生一个电磁力矩

磁极跟着电枢同方向旋转, 磁极的转速就是电磁调速电动机的输出转速, 磁极转速的大小取决于磁极电磁转矩的大小, 也就是取决于励磁电流的大小[3]。

STM32微控制器作为电气控制装置的CPU, 通过轴角编码器获取滑差离合器磁极的转速, 经过PID运算, 将控制电流通过D/A输出, 再经驱动电路控制滑差离合器的励磁线圈的直流电流。在一定负载下, 励磁电流的大小决定输出转速的高低, 励磁电流越大转速就越高, 励磁电流越小转速就越低。通过改变励磁线圈的电流, 就可达到改变输出转速高低的目的[4]。

3 系统软硬件设计

3.1 硬件设计

系统硬件由电源系统、传感器系统、主控制系统和通信系统4个部分组成, 如图2所示。

(1) 电源系统。STM32微控制器的内核电压是3.3V, 我们将外部开关电源所提供的24V电动机驱动电源通过恒功率电源WRFD24S05-3W降压为5V, 再通过线性稳压器AS1117-3.3降压到3.3V给控制系统供电。电源系统原理如图3所示。

(2) 传感器系统。传感器系统中的关键部分是通过轴角编码器获取电动机的运行状态和运行速度。五线制光电式轴角编码器有两根电源线和三根脉冲线 (A相、B相、Z相) 。电源工作电压为+5V直流电源, A、B两相脉冲线用作判断电机的运动状态, Z相为零脉冲, 用作计算电机转速。

(3) 主控制系统。主控制系统包括了控制回路和开关量的输入输出。一种开关量输入是交流电机的启动信号, 该信号为常开接点, 当此信号闭合时, CPU会发出一个启动开关信号, 启动电机;另一种开关量是电机温度的开关信号, 该信号为常闭接点, 当电机温度超过155°C时, 开关打开。为防止输出对输入信号的干扰, 在开关量输入端需加装光电耦合器, 电路图如图4所示。同理, 开光量输出也需要通过光电耦合器再加上驱动电路后带动继电器输出。

(4) 通信系统。通信能力较强是本系统的优势之一。在通信系统部分, 我们设计了一块专用通信的PCB板, CPU采用STM32系列的STM32F103VCT6。通信板中包括了5个串口和1个以太网接口, 5个串口其中一路RS232做串口调试电路用, 一路MODBUS主站用于操作屏, 一路MODBUS从站用于遥控器, 一路CAN总线和一路RS485自由口。

3.2 软件设计

软件部分是在Keil u Vision4环境下用C语言编写的, 用以完成相应的硬件功能。控制系统软件框图如图5所示。

程序分应用程序和操作系统两大部分, 其中应用程序包括信号采集任务程序、PID算法程序、通信程序和外部中断服务程序, 操作系统包括设备驱动和RT-Thread操作系统。下面简单说明几个主要程序:

(1) PID算法程序。PID算法程序是本系统的关键所在, 也是难点所在, 要使系统既能够快速跟踪响应, 又要有较小的超调, 具有良好的稳定性能。该程序根据实际速度值、速度给定值及电机励磁电流3个参数进行运算, 运算后的数据经D/A转换器, 再经驱动电路送到励磁线圈, 控制励磁电流, 从而改变电机转速。其控制算法采用速度反馈、电流反馈双闭环PID控制。PID算法程序流程图如图6所示。

(2) RT-Thread操作系统。在控制系统软件中, 我们移植了RT-Thread操作系统, 它是一款由国内RT-Thread工作室开发的开源实时操作系统。RT-Thread是一款追求小型风格的实时操作系统:小型、实时、可剪裁。小型:RT-Thread核心能够小到2.5K ROM, 1K RAM;实时:线程调度核心是完全bitmap方式, 计算时间是完全固定的;可剪裁性:配置文件rtconfig.h包含多种选项, 对Kernel细节进行精细调整, 对各种组件 (文件系统, 使用EFSL、ELM Fat Fs、网络协议栈、finsh shell、图形用户界面GUI) 进行可选配置[5]。

RT-Thread操作系统在STM32上的移植是基于Real View MDK开发环境进行移植的, 移植默认参数包括:线程优先级支持 (32优先级) , 内核对象支持命名 (4字符) , 操作系统节拍单位 (10毫秒) , 支持钩子函数, 支持信号量、互斥锁, 支持事件、邮箱、消息队列, 支持内存池, 以及支持RT-Thread自带的动态堆内存分配器。我们在移植RT-Thread到STM32微控制器时, 主要是在上下文切换、中断处理、堆栈初始化等相关源文件上进行修改。

4 结束语

基于STM32微控制器的交流电机电磁调速系统能够很好地完成对交流电机的控制要求, 并且具有较强的通讯能力和数据计算能力, 适合无人化工作面系统集成信息化的需要, 在速度反馈和电流反馈的基础上进行PID控制, 使系统控制平滑有效。该方案可完全满足交流电机的控制需要, 操作简单、运行可靠、良好的调速性能和较低的成本使其将会在交流电机调速系统上得到更加广泛的应用。

摘要：介绍了一种新型的、由STM32微控制器和嵌入式操作系统RT-Thread及相应的软件实现的交流电机电磁调速控制系统。着重介绍了该调速控制系统的工作原理、硬件中的电源系统、传感器系统、主控制系统、通信系统及软件中的PID算法程序和RT-Thread操作系统。

关键词：STM32,交流电机,电磁调速,RT-Thread

参考文献

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[2]金来专, 陈政石, 李铁鹰.基于STM32微控制器的交流电机变频调速试验系统[J].茂名学院学报, 2009, 19 (6) :25-28.[2]金来专, 陈政石, 李铁鹰.基于STM32微控制器的交流电机变频调速试验系统[J].茂名学院学报, 2009, 19 (6) :25-28.

[3]刘建功, 王汝琳.采煤机电磁调速技术研究[J].中国矿业大学学报, 2005, 33 (6) :107-111.[3]刘建功, 王汝琳.采煤机电磁调速技术研究[J].中国矿业大学学报, 2005, 33 (6) :107-111.

[4]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2002.[4]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2002.

交流电机论文 篇5

关键词：模糊控制,软启动,LM3108K,智能交流调压模块

交流电动机在全压直接启动过程中, 启动电流可达到额定电流的4~8倍, 但启动转矩仅能达到额定转矩的0.5~1.5倍。为了限制启动电流对电动机自身和电网的影响, 软启动控制方式得到了普遍应用。软启动控制系统可分为开环控制系统和闭环控制系统两种基本结构。在闭环控制系统中, 传统的控制方式采用闭环PID算法对交流电动机进行恒流软启动。但交流电动机在启动过程中的电流和主电路中的晶闸管调压电路的控制电压之间的数学模型很难确定, 同时, 交流电动机本身参数的耦合性很强, 是高阶非线性的被控对象, 因此, 采用PID控制参数调试的过程较长, 很难取得理想的控制效果。在智能控制算法中, 模糊控制理论以模糊数学和模糊语言形式表达为难以建立精确数学模型的被控对象的模糊控制规则。由于模糊控制规则可根据大量的经验结论和操作方法提炼, 所以, 其描述对于被控对象的控制而言, 不需要基于精确的数学模型, 同时, 在表达方式上更接近人对事物处理判断的模糊控制思维。因此, 交流电动机的软启动过程中, 采用基于模糊控制规则的模糊控制能更好地获得预期的控制效果。基本的模糊控制系统的组成如图1所示。

控制系统中的模糊控制器可以采用单片机、PLC或其他计算机装置实现模糊控制算法。在前期完成的自制和利时PLC实验台的基础上, 结合和利时PLC模块的特点, 对实验室环境下的小功率交流电动机模糊软启动进行了研究, 提出了可行的模糊软启动控制实验方案。

1 实验系统硬件方案

实验系统采用实验台上的和利时LM3108KCPU模块和三相交流调压实验区器件组建交流电动机的模糊软启动控制系统, 如图2所示。

在实验系统中, LM3108KCPU本机提供8点继电器型DO, 电压型AI和AO均为0~10 VDC输入/输出信号, 精度为1%FS。交流量的公共端子为2M和3M, 三相电压电流输入信号范围为0~14 VAC, 精度为1%FS。实验用受控交流电动机的额定功率为750 W, 额定电流为2.19 A, 定子三相绕组接成星形方式, 交流电动机加载器为可控磁粉制动器。三相智能交流调压模块可接受LM3108K的一路AO信号, 从而对交流电动机进行调压控制。

2 模糊控制算法说明

在模糊算法中, 对于模糊输入变量和模糊输出变量, 其模糊化等级通常取{0, ±1, ±2, …, ±m}, 同时, 将对应等级的模糊子集取为以下几种情况之一。

e={负大, 负小, 零, 正小, 正大}={NB, NS, ZO, PS, PB};e={负大, 负中, 负小, 零, 正小, 正中, 正大}={NB, NM, NS, ZO, PS, PM, PB};e={负大, 负中, 负小, 零负, 零正, 正小, 正中, 正大}={NB, NM, NS, NZ, PZ, PS, PM, PB};e={负很大, 负大, 负中大, 负中, 负中小, 负小, 负很小, 零负, 零正, 正很小, 正小, 正中小, 正中, 正中大, 正大, 正很大}={NVB, NB, NMB, NM, NMS, NS, NVS, NZ, PZ, PVS, PS, PMS, PM, PMB, PB, PVB}。

在实验中, 取交流电机定子电流偏差ei对应的模糊变量为Ei, 电流偏差变化率为ei C=de/dt, 对应的模糊变量为Ei C。将模糊输入变量Ei的模糊化等级取m=3, 模糊子集取上述第2种情况, 且将每个模糊子集用三角形隶属度函数模糊化。将模糊输入变量Ei C的模糊化等级取3, 模糊子集取上述第1种情况, 且将每个模糊子集用三角形隶属度函数模糊化。模糊控制器的输出量为控制晶闸管模块的控制电压uC, 其对应的模糊变量为UC。模糊控制器的输出量的模糊化等级取m=3, 模糊子集取上述第2种情况, 采用高斯型隶属度函数与每个模糊子集对应。结合交流电动机的恒流软启动控制经验, 实验系统的控制规则采用模糊规则表表示, 如表1所示。根据模糊控制规则表, 按照第一类推理方式可求得总的模糊关系R, 可进行模糊推理, 并采用加权平均法解模糊得到1张模糊控制查询表, 如表2所示。设定输入变量电流偏差ei的实际变化范围为[-eimax, +eimax], 输入变量电流偏差变化率ei C的实际变化范围为[-ei Cmax, +ei Cmax], 输出变量控制电压uC的实际变化范围为[0, 5 V]。需要将输入量的精确量按照式 (1) 将其转换到对应的论域区间[-3, +3], 并按照转换后的等级查询模糊控制查询表中对应的输出量模糊等级。最后将输出量通过式 (2) 得到实际的输出控制电压, 用于调节交流电动机的三相定子电压。具体转换公式如下:

3 实验系统程序设计

3.1 实验程序功能说明

按照实验系统的硬件组成方案和模糊控制软启动的实验效果观测需要, 编写的实验程序要求有以下2点:1按下“SB1”按钮后, PLC应通过模拟量电压输出通道 (0~5 VDC对应的定子电压为0~380 V) 使交流电动机定子电流按照模糊控制算法设定在1.6 A进行软启动。定子电流反馈值通过三相电流互感器测量提供给LM3108K, 取平均值与给定电流1.6 A比较。软启动结束时, PLC输出控制电压变为0 V, 同时, 接通调压实验区内部的交流接触器KM, 使调压模块旁路、交流电动机进入额定电压运行。2按下“SB2”按钮后, PLC断开交流接触器KM线圈回路, 使交流电动机在磁粉制动器作用下迅速停车。

3.2 模糊控制程序设计

表2中UC的模糊输出量预先定义为全局变量一维数组Fuzzy进行保存, 以便在程序中查询解模糊得到的实际控制量值。数据定义如图3所示, 实验系统PLC模糊控制程序的模糊软启动过程处理流程如图4所示。

根据电流偏差和电流偏差变化率的模糊化等级结果, 查表并解模糊得到实际输出的电压控制量, 该部分程序如图5所示。

4 结论

为了方便观察程序的模糊软启动控制实验效果, 在和利时开发环境中通过视图功能创建了电流变化趋势图。图6展示了相邻两次模糊软启动的电流变化, 能在带载启动时有效限制启动电流。实验系统的实验结果对类似相关系统的设计具有一定的参考、借鉴价值。

参考文献

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在学习中交流, 在交流中学习 篇6

一、在课堂教学中, 加强学生与教师之间的交流

1.学生与教师之间的情感交流

教师在教学中要充分发挥情感因素对学生学习的积极作用。如, 在教学“乘除法应用题和加法应用题的对比”时, 我提出这样一个问题:如何才能正确地分辨出应用题该用乘除法或加减法?一个学生说:“我们可以用每份数、份数、总数来分析, 如果有这三个数量, 我们就用乘除法;如果没有这三个数量, 就用加减法。”听了这位学生的回答, 我拍手叫好, 直叫全班学生向他学习。谁知, 这时又有一位学生站起来说:“老师, 我还有一个更好、更简单的方法, 只要看两个条件、一个问题的单位名称。如果单位名称不一样就不能用加减法, 只能用乘除法。”听了这位学生的话, 我被震撼了:学生的创造力是无法估量的, 我们千万不能低估了蕴藏在他们中间的创造精神。而这种创造精神却只有在平等、民主的师生关系中才能发挥出来。只有在这样的学习氛围中, 学生的思维才能最大限度地得到展现, 课堂教学效率才能得以提高。

2.学生与教师之间的评价交流

教师评价学生, 不能以一个完美无缺的答案作为评价结果的唯一标准, 而要针对学生的回答, 肯定其积极因素, 然后再提出改进的方法。这样的评价既可以保护学生的积极性, 帮助他们树立自尊、自信, 同时又教育学生应如何客观地评价人与事。

二、在课堂教学中加强学生与教材之间的交流

学生获取知识的主要渠道之一是教材, 教师在教学过程中要有意识地加强学生与教材之间的交流, 教会学生阅读教材, 引导学生对书上的知识质疑问难, 培养学生善思、敢问的学习品质。

1.转变课堂教学的模式

《课堂教学论》认为当前的课堂教学有两种基本模式: (1) 教师带着教材走向学生; (2) 教师带着学生走向教材。后来又有专家提出了“学生带着教材走向教师”的新观念, 可以说实现了课堂教学理论上的又一个重要突破。这一转变体现了陶行知先生所提倡的“生活即教育, 社会即学校”的开放式课堂教学思想, 真正体现了学生开放性的主体地位 (如图) 。 (教学模式发展)

2.提高阅读教材的能力

教师的教学是围绕教材进行的, 教师要重视教材的作用。课前要让学生先阅读教材, 从阅读中感知教学内容;教学过程中要适时安排学生阅读教材, 领会所学的知识, 质疑问难, 完成学习任务;课后让学生再阅读教材, 温习、巩固所学的知识, 检验学习效果。如, 教学应用题前, 教师可以让学生阅读题目, 明确要求。在教学过程中教师可以适时地安排学生读题, 明确条件和问题之间的数量关系, 再进行解答。解答完后, 再让学生阅读一次题目, 结合自己的解题过程, 作出正确的判断。这样, 通过多次阅读教材, 加强学生与教材之间的交流, 可以培养学生的阅读能力和理解能力。

3.培养善思敢问的品质

教师引导学生看书的过程并不是教学过程中的一个简单流程, 而是要让学生通过阅读, 理解书本上的知识, 并能积极主动地思考, 敢于提出自己的观点和见解, 即“探索发现法”。例如, 教学“圆柱体的体积计算公式”时, 教师先引导学生将圆柱体变成长方体, 而后由学生自己提出问题。 (1) 圆柱体变长方体后, 体积有没有变? (2) 原来圆柱体的底面积与高和长方体的底面积与高有什么联系?学生通过观察、提问、思考发现规律, 学得生动活泼、记得牢固。长期培养学生质疑问难, 指导学生学会思考, 就能充分发挥教材对学生获取知识的巨大作用。

三、在课堂教学中, 还要加强学生与学生之间的交流

1.学生之间的合作交流

数学学科有利于培养学生的合作意识。因为无论是数学知识的获取还是数学问题的解决, 只要改变思考的角度, 就有可能产生不同的思路和方法。学生间的合作交流, 正是展现这种个性的好机会。教师在教学过程中要改变传统的教学模式, 充分发挥学生的主观能动性, 让学生积极主动地参与学习。在教学中我们可以组成学习小组, 提倡学生之间互帮互学, 教师的表扬与批评以小组整体水平的进步与否为标准, 而不是以个体去衡量, 在学生讨论后集体交流时, 不指名个体发言, 而是请第几小组回答问题, 学生的回答代表一个小组的集体智慧的结晶。如, 教学“圆的周长”一课, 在指导圆的周长和圆的直径的关系时, 让学生分四个小组进行, 用准备好的直尺、细线、圆形物体, 先量周长与直径, 再计算出周长与直径的比, 再进行小组讨论, 最后全班学生集体讨论, 得出结论。这样的教学过程, 不仅加深了学生之间的情感, 还让学生感受到了集体的力量和成功的喜悦。

2.学生之间的评价交流

要让学生真正成为学习的主人, 必须让学生主动参与评价。评价的形式有相互评价和自我评价。在学习小组中, 每个学生都有自由表达自己见解的机会。在组织学生进行相互评价时, 引导同组学生认真听取, 并帮助校对, 形成小组意见。在集体进行校对时, 训练学生做到要先肯定他人优点, 再发表自己的观点, 这样使每位学生都感到自己是被尊重的, 从而产生成功感和愉悦感, 产生对待学习的积极心态。而在自我评价中, 教师要引导学生把自己的认识与同学的认识相对照, 与书本上的结论相对照;把自己的解题方法和别人的解题方法相对照, 以他人之长补自己之短, 使自我评价变成一个自我反省、自我发展的过程。

3.学生之间的思想交流

教师在数学教学过程中要引导学生相互交流自己的学习方法, 交流克服困难的决心和信心。通过学生之间的思想交流, 教师就能及时把握他们的思想脉搏, 促使他们共同努力, 获得数学学习和思想上的共同进步。

总之, 数学学习离不开交流, 只有在不断地交流中才能更好地学习数学。

参考文献

[1]袁金华.课堂教学论.江苏教育出版社, 1996-12.

交流电机论文 篇7

中国展览交流团由西麦克展览公司副总经理杨明、机展联秘书长张效林任团长，由中国仪器仪表学会、中国印刷及设备器材工业协会、中国衡器协会、中国农机流通协会、中国内燃机工业协会、中国机械工程学会、汽车贸促会、冶金贸促会、点意空间展览公司等国内11大展览机构组成。

自2002年中国和东盟国家签署全面经济合作框架协议，特别是2010年中国和东盟10+1自贸区正式启动以来，中国与东盟之间的贸易额快速增长，2012年双边贸易额突破4000亿美元，为2002年双边贸易额的8倍。而马来西亚、泰国、印尼是中国与东盟贸易伙伴中排名前三位的国家，2012年GDP增长分别达到5%、6.4%和6.5%，是我国出口增长最快的市场，也是专业展会邀请海外专业观众的重点国家。

在历时10天的访问期间，东南亚展览交流团与3个国家包括会展管理机构、投资促进机构、展览协会、相关工业协会和众多展览公司在内的55个与展览相关的机构和业界近百位朋友，进行了面对面的交流。实地考察了3国的5个会展场馆及其配套设施，为今后进军这些国家的展览市场做准备。与印度尼西亚工商会、印尼展览协会签署了展览合作备忘录，并准备在近期与马来西亚展览协会签署类似的合作协议。除此之外，还就一些具体项目的合作进行了探讨。

交流电机论文 篇8

这次县委理论中心组集中封闭学习，系统学习了习近平总书记系列重要讲话、重要指示，学习了党内法规等，收获很大，很受教育。过去虽然也经常参加理论学习，但学的不系统，学的只是理论的某一部分。通过这次系统封闭的学习和研讨，对习总书记重要讲话精神、党内法规有了更为全面、准确的认识和体会，提高了理论修养，对搞好“不忘初心，牢记使命”主题教育，奠定了较好的思想理论基础。

下面，我就如何搞好政协主题教育，解决当前存在的突出问题，谈几点认识。

政协的主题教育，要按照习总书记提出的“守初心、担使命、找差距、抓落实”的总要求，结合政协工作实际，主要解决以下几方面的问题。

一是搞好政治协商。政治协商是政协的一项重要职能。习近平总书记指出：“人民政协在协商中促进广泛团结，推进多党合作，实践人民民主，既秉承历史传统，又反映时代特征，充分体现了我国社会主义民主有事多商量、遇事多商量、做事多商量的特点和优势。”因此，开展政治协商在发挥社会主义民主中具有重要地位和作用。要通过这次主题教育，解决好协商活动中主动性不够的问题。

二是探索民主监督形式。政协的民主监督是我国特有的一种监督形式，履行好民主监督职能，对改进政府部门的工作具有重要意义。目前，政协的民主监督仅限于提案、视察等几种形式，监督形式单一，效果有待提高。因此，探索民主监督的新形式，也是我们需要着力解决的问题。

三是积极参政议政。参政议政是政协的职能，是委员的基本权利。习总书记指出：“对各种意见和批评，只要坚持党的基本理论、基本路线、基本方略，就要让大家讲，哪怕刺耳、尖锐一些，我们也要采取闻过则喜的态度，做到有则改之，无则加勉。”目前，政协委员的参政议政质量还不高，提问题隔靴搔痒，抓不住关键，提建议缺乏可

操作性。今后要在提高参政议政质量上下功夫，使参政参到点子上，议政议到关键处。

四是发挥好文史资料咨政育人作用。文史工作是政协独具特色的一项工作。政协要充分利用好身边的历史、具体的历史、生动的历史，以史为鉴，解决文史工作聚焦历史不够的问题，更好发挥文史资料的咨政育人作用，从而为不忘初心打基础，为改革开放助力，为**精神站台。

五是利用好姓氏文化资源。姓氏文化是中华民族独有的一种文化。利用好这一文化，对增强中华民族的凝聚力、向心力具有重要作用。我们要充分利用**独有的姓氏文化资源，挖掘姓氏文化的主流意识形态，研究宣传蕴藏的优秀元素，扩大影响，为**更好发展助力。

主题教育学习交流研讨交流发言材料

习近平新时代中国特色社会主义思想是马克思主义中国化最新成果，是党和国家必须长期坚持的指导思想。让这一重要思想在**落地生根，是对我们干部能力和作风的一场考验。我们要以习近平新时代中国特色社会主义思想为指导，主动对标对表，自觉把思想和行动统一到重要讲话精神上来，体现在抓发展、抓落实的工作主基调上来，创新思路、办法和举措，推动**加快高质量发展。

一、深学笃用，提高能力素养。“知之愈明，则行之愈笃”，“事有所成，先是学有所成”。面对新时代、新常态、新课题，只有深入学习研究，认真抓好实践运用，才能不断提高理论素养和领导科学发展的能力。

一是强化看齐意识。看齐意识是重要的政治纪律和政治规矩，也是做好各项工作的根本保证。我们要自觉向以习近平同志为核心的党中央看齐，向党的理论路线方针政策和决策部署看齐，坚定自觉地维护党中央权威。要发挥好示范引领作用，深入学习领会习近平总书记系列重要讲话精神，学在深处、谋在新处、干在实处、走在前面，凝

聚全县上下的智慧和力量，推动上级决策部署在**落实落地。

二是提高学习意识和能力。对领导干部来说，学习不仅是个人行为，更是形势所迫、事业所需、责任所系。要着眼当前形势和任务要求，坚持深入学、持久学、广泛学，结合历史学，多维比较学，联系实际学，在历史与现实的比较中，深刻认识习近平新时代中国特色社会主义思想的真理力量，进一步增强战略定力和政治定力，争做新时代经济社会管理的行家里手，争当善用专业思维、具备专业素养、掌握专业方法的领导干部。

三是树立辩证思维。唯物辩证法是马克思主义哲学的核心方法，也是我们掌握规律、推动工作的重要方法。习近平新时代中国特色社会主义思想抓住了唯物辩证法的根本方法，指明了今后一个时期党的战略重点和主攻方向，体现了抓住关键、集中力量解决主要矛盾的方法论。我们要学会用辩证思维来统筹解决问题，既要看到大有可为的历史机遇，又要增强忧患意识、防范风险挑战，既要全面考量、统筹推进，又要抓住重点领域和关键环节，下好先手棋，打好主动仗，更好地以新思想、新理念引领**发展实践。

二、解放思想，推动改革创新。习总书记指出，思想不解放，我们就很难看清各种利益固化的症结所在，很难找到突破的方向和着力点，很难拿出创造性的改革举措。回顾**这些年的发展历程，思想解放始终是推动我们前进的动力源泉。反过来，我们**与先进地区的差距，也主要是思想观念上的差距。在解放思想、更新观念方面，我们还有很多工作要做、很多功课要补。

一是转变思想观念。解放思想不是坐而论道、空喊口号，也不是“闯红灯”、“打擦边球”，而是要深入学习贯彻习近平总书记系列重要讲话精神，用马克思主义中国化新成果武装头脑，通过思想大解放、观念大转变，使我们更好地适应新时代发展形势，更好地树立和落实新发展理念。

二是突出问题导向。当前，全县改革发展任务很重，脱贫攻坚、散煤治理、大气污染防治等还有很多工作要做，“12+17”还有很多

问题亟需解决。我们必须增强问题思维，要有发现问题的敏锐、正视问题的清醒、解决问题的自觉。发现不了问题是最大的问题，发现了不想办法解决是最典型的形式主义。要对照这次主题教育要求，把调查研究贯穿始终，深入基层、深入一线，作比较、找差距，把分管领域的差距和短板分析透彻，把破解难题的思路和对策找准找好，对发展中的瓶颈、工作中的难点，大胆探索、大胆突破。

三是突破惯性思维。目前，我们一些干部遇到一些困难就说干不了、不能干，比如，武松西街的拓宽改造，龙江小学、漓江小学的建设，按照常规做法，肯定是完不成任务的。态度是前提、定位，思路决定出路，新时代要牢固树立新思维。我们要深刻汲取习近平新时代中国特色社会主义思想的方法论，加快打破依靠经验、迷信本本的旧思维，坚决摒弃不合时宜、脱离实际的老观念，以创新的理念、思路、举措和方法，推动思维方式、行为方式、工作方式的变革，用改革创新的方法有效化解各类矛盾，用改革创新的思路和理念引领**各项事业的发展。

三、敢于担当，保持创业激情。习总书记指出，“担当大小，体现着干部的胸怀、勇气、格调，有多大担当才能干多大事业” “每一名党员干部特别是各级领导干部，都要保持艰苦奋斗本色，关键时刻坚决顶起自己该顶的那片天。”我们现在面临的困难很多，压力很大，越是这个时候，越需要领导干部挺身而出。在其位，尽其责。作为领导干部，就应当勇于担当、能够担当、敢于担当，直面矛盾和问题，主动接受挑战，大胆开拓创新。工作中要时刻不忘自己的责任，在矛盾和问题面前敢抓敢管、敢于碰硬；面对重大原则问题要立场坚定、旗帜鲜明；面对改革发展深层次矛盾问题要迎难而上、攻坚克难；面对急难险重任务要豁得出来、顶得上去；面对各种歪风邪气要敢于较真、敢抓敢管。要切实把自己管辖的领域和分管的工作记在心上、扛在肩上、抓在手上，关键时刻勇于担责、不惧风险，咬紧牙关、奋力向前。

**的发展，需要更广泛更有效地调动干部队伍的积极性。当前，我们的干部队伍总体上适应事业发展需要，但也存在一定程度的“为官不为”问题，有的能力不足“不能为”，有的动力不足“不想为”，有的担当不足“不敢为”。如果不在状态、不善作为、不想干事，那么再好的蓝图也难以落地。我们要以这次主题教育为契机，严厉整治“为官不为”问题，积极褒奖敢作敢为、锐意进取的干部，最大限度调动广大干部的积极性、主动性、创造性，努力在推动重大决策部署贯彻落实上取得实效，在产业升级、项目建设、大气污染治理等工作上取得突破。

四、实干实政，锻造拼劲韧性。习总书记反复强调，空谈误国、实干兴邦，一分承诺、九分落实。把上级的决策部署落到实处，让美好蓝图化为现实，就要在狠抓落实、提高执行力上下功夫。

一是以上率下。从我们县级领导干部做起，从各单位一把手做起，牢固树立正确的世界观、权力观、事业观，切实把思想和精力集中到干事创业上，一级做给一级看，一级带着一级干，调整工作状态，转变工作作风，狠抓工作落实。

二是拼搏竞进。要保持“持续发力、久久为功”的韧劲，持续发扬奋发作为、苦干实干的作风，拿出“一天顶两天，三步并两步”的气魄去拼搏，拿出“逢山开路、遇水搭桥”的锐气去攻坚，拿出钉钉子的精神去落实，不达目的不罢休。对认定的事，咬定不放；对定下的事，持之以恒；对已干的事，一抓到底。

交流电机论文 篇9

由于转子各组成部件的材质不均匀、加工及装配过程中不可避免的偏差,导致电机转子中心惯性轴线与回转轴线并不完全重合,旋转时将产生惯性力无法相互抵消,造成了转子动态的不平衡,进而对支撑处的轴承产生动压力从而引起电机振动。而高速交流牵引电机的额定运行速度一般在4 140 r/min左右,最高运行速度可达6 120 r/min,电机振动会加剧轴承与轴颈的磨损,造成轴承早期失效甚至抱死,给高速铁路的安全运营带来极大隐患。因此,分析及提高高速交流牵引电机转子制作工艺,尽量消除转子动平衡的影响因素,对于确保高速铁路持续可靠运营具有重要意义。

1问题描述

首台新型300 km动车组电机转子端环焊接完成后进行动平衡试验时发现,传动端不平衡量达到115 g,非传动端不平衡量达到98 g,在平衡半径圆周120°范围内,传动端不平衡量已无法校正至设计要求范围内。

经测算,D端一组平衡块加螺钉为12 g,N端一组平衡块加螺钉为18.7 g,理论计算新型300 km动车组机两端平衡块在120°范围内的校正平衡量情况如图1所示。

D端平衡块在R60.5 mm的平衡半径内120°内可布置7块(见图1),每两块之间为17°。经过分解:12+2×12(cos17+cos34°+cos51°)≈70 g

N端平衡块在R63 mm的平衡半径内120°内可布置9块(见图2),每两块之间为12°。经过分解:18.7+2×18.7(cos12°+cos24°+cos36°+cos48°)≈145 g

由于超出120°范围的平衡块配重无效,因此,根据理论计算,新型300 km动车组电机转子动平衡校正前的D、N端允许的最大初始不平衡量分别为74.3 g及148.8 g,显然首台新型300 km动车组电机转子D端初始不平衡量明显超出了理论计算的74.3 g要求。

2诊断

原200 km动车组电机转子动平衡校正方法得到了三菱技术专家的认可,且执行该动平衡校正工艺方法的牵引电机具备较长时间的良好运行业绩。表1对比了新型300 km动车组电机转子与原200 km动车组电机转子技术参数差异。

从表1中可以看出,新型300 km动车组电机转子D、N端平衡半径较原200 km动车组电机转子缩小将近一半。虽两端允许不平衡量有所增加,但不足以抵消平衡半径缩小所造成的影响。且新型300 km动车组电机转子端环焊接后不进行车削,进一步加剧了对转子不平衡量的影响。

通过对新型300 km动车组电机转子结构的进一步分析,结合首台转子的不平衡量情况,主要有多种因素影响转子动平衡。

1)冲片未换位,毛刺过大。

2)转子铁心叠压铁心单边。

3)转子铁心叠压后转轴端面与铁心距离A圆周不均。

4)转子压圈通风孔等分布不均或孔径大小不一。

5)端环焊接后未加工,端环放置时与铁心未对中。

3问题处理

3.1影响因素验证

对首台转子进行相应尺寸检查,包括冲片换位、冲片毛刺、铁心长度、转子铁心单边、通风孔的位置度及加工质量和端环焊接后径向跳动情况进行逐条检测。

1)冲片换位及毛刺。对冲片制作厂家换位作业进行检查,确认换位符合工艺要求,冲片毛刺随机抽检未见异常,毛刺尺寸为0.02 mm,满足设计要求。

2)转子铁心单边。圆周四点检测铁心长度分别为294.40 mm、294.76 mm、294.38 mm、294.50 mm,铁心最大单边为0.36 mm。

3)转轴端面到铁心槽口距离。靠尺和深度尺圆周四点检测N端转轴端面距铁心槽口底尺寸,分别为141.04 mm、141.28 mm、141.08 mm、141.22 mm,最大偏差为0.24 mm。

4)三坐标抽检转子压圈通风孔位置度尺寸。转子压圈通风孔位置度均有不同程度超差,最大0.8 mm,同时孔壁为钻削加工,粗糙度和表面凹陷等不符合要求。

假定圆1为设计要求,实际产品通风孔为圆2,两者孔轴线的位置度偏移。投影至平面上两圆相交面积S(n1-n2)πr2/360=16.6×3.14×132/360≈24.5 mm2,相交部分产生的体积V=S×h=24.5×21=515 mm2,对应的质量m=ρ×v=7.8×0.515=4 g。

通风孔在圆周120°动平衡可校正范围内有5个,参照本文中动平衡块在120°范围内布置计算方法,最大可产生的不平衡量M=4+4×2(cos30°+cos60°)≈15g。

5)检测焊接后D端端环径向跳动量最大值为1.2 mm,角度与不平衡量位置对应。

3.2第二台转子跟踪验证

从转子铁心叠压配件检测、铁心单边控制和端环焊接对中等,跟踪分析每道工序对动平衡的影响。将压圈送三坐标检测通风孔位置度,对比块对比通风孔壁表面粗糙度,对不合格的转子压圈进行返工处理。在端环焊接过程用专用比板对中,提高焊前转子铁心与端环的对中要求。

1)铁心叠压制作工序,对相应项点进行检测控制。

(1)三坐标检测通风孔位置度,D端转子压圈通风孔偏差0.010 3 mm,N端转子压圈通风孔偏差0.033 9 mm,满足设计要求。

(2)单边量,圆周四点检测铁心长度,分别为295.52 mm、295.45 mm、295.68 mm、295.50 mm,铁心最大单边为0.23 mm。

(3)转轴端面到铁心槽口距离,靠尺和深度尺圆周四点检测N端转轴端面距铁心槽口底尺寸,分别为141.06 mm、141.16 mm、141.08 mm、141.02 mm,最大偏差为0.14 mm。

(4)轴跳0.03 mm,D端压圈径向跳动0.05 mm,N端压圈径向跳动0.1 mm。

(5)转子铁心单独动平衡检测,D端不平衡量37.2g、219°,N端不平衡量45.6g、142°。

2)对转子铁心制作相应项点确认后,进行后续工序制作。端环焊接工序用比板圆周方向对照端环外圆面与铁心的对中,调整完毕后,上部加压,按焊接工艺先焊接D端端环再焊N端端环,N端端环的对中操作与D端相同。焊接冷却后清理焊渣,动平衡检测相应数据。

(1)D端不平衡量87.8g、230°,N不平衡量端36.9g、22°。

(2)端环外径径向跳动,D端最高点0.9 mm、250°,最低点75°;N端最高点1.25 mm、55°,最低点245°。

(3)端环轴向跳动:

D端圆周方向呈波浪状跳动,0°为0.14 mm、90°为0 mm,180°为0.09 mm、270°为0.06 mm。

N端圆周方向呈波浪状跳动,0°为0 mm、90°为0.12 mm,180°为0.05 mm、270°为0.18 mm。

4)轴跳0.03 mm。

3)对比转子端环焊接前后,两端的不平衡量及角度。端环焊接后D端不平衡量增大,角度位置同端环径向跳动偏大的角度位置,焊后D端不平衡量大,由焊前铁心不平衡量与端环焊后径向跳动偏大部分造成的不平衡量累加。N端的不平衡量虽有减少,焊前的不平衡量角度与N端端环径向跳动偏大角度对称,由焊前铁心不平衡量与端环焊后径向跳动偏大部分造成的不平衡量相互补充。

3.3转子制作工艺优化

对上述2台转子的动平衡情况,从转子制作配件、端环焊接工艺和平衡块尺寸等方面进行分析,并从以下三个方面开展了相应改进工作。

1)提高压圈等配件质量。通过前2台转子铁心对比,转子压圈通风孔位置度及粗糙度质量有利于减少转子铁心初始不平衡量,改进通风孔加工工艺,将位置度由0.5 mm优化至0.3 mm,同时提高孔壁粗糙度要求,保证质量分布均匀。

2)转子叠压模底座结构优化。检测旧叠压模底座的压圈端面放置面与底面平行度经多次使用后平行度已达0.2 mm,超出使用要求,同时分析原有模具底板的厚度27 mm偏薄,在受套轴集中力作用下,易造成变形。

重新设计制作底座,增加厚度至40 mm,同时增加锥度设计提高强度。新制模具送三坐标检测关键部位的形位公差,平行度0.05 mm以下,其他尺寸合格,符合使用要求。

车削转子铁心压装工装两端面,提高两端面平行度,送三坐标检测上下端面的平行度0.05 mm以下,符合使用要求。

3)端环与转子铁心对中,两端焊接顺序优化。

端环与铁心对中:制作比块调节端环与铁心对中,用塞尺圆周米字型检测控制端环与铁心的间隙。经过调整分析,铁心与端环对中调整后圆周方向间隙约0.07 mm。若一侧间隙过大,需用工装边调节边检测间隙值,直至满足间隙要求为止。

焊接顺序优化:对比分析前面2台转子端环焊接前后两端动平衡量,同时受两端平衡块尺寸及重量影响,D端动平衡量校正难度大于N端。在优化焊接顺序之前,在第二台转子D端焊接前后,用外径千分尺检测另一端导条的受热膨胀量,数据如表2。

从表2看出,一端端环焊接后另一端导条的膨胀情况,单边膨胀约0.11 mm,设计图纸中端环与导条车削后配合尺寸单边0.1~0.2 mm。一端焊完后另一端放置在端环中与端环紧配合,导条车削一定角度,后焊接的端环在车削角度作用下找中定心。因此,对比分析后将端环焊接顺序由先焊D端再焊N端改为先焊N端再焊D端。

3.4工艺优化后验证

在经过上述转子制作工艺优化分析后,从配件质量到各制作工序控制影响不平衡量的因素。转子压圈送三坐标检测,通风孔位置度控制在0.3 mm以下为合格,其他形位公差符合图纸要求。用新制模具叠压转子铁心,圆周检测铁心单边控制在0.2 mm以下,轴跳≤0.03 mm。端环焊接时用比块工装和塞尺检测对中,圆周方向控制转子铁心与端环的同心,焊接顺序由先焊D端改为先焊N端。跟进4台转子铁心的动平衡数据,见表3。

优化改进后的新型300 km动车组电机转子制作工艺能够满足动平衡量控制要求,工艺操作性较好,工艺方法合理。

4结语

高速交流牵引电动机是轨道牵引动力的来源,是动车组最重要的部件之一,其可靠性直接关系到车辆能否正常运行,而由转子不平衡量所引起的电机振动更是直接影响轴承的使用寿命乃至电机的运行安全。本文对于转子不平衡量超差问题的分析同样适用于其他型号的交流鼠笼型转子。

参考文献

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近年来, 随着能源危机的加剧以及人类环保意识的增强, 在整个各行各业内都在提倡能源节约, 在石油采油厂也同样进行节能方面的探索, 经历了以下的发展历程:首先是采用磕头机, 它的优点是原理简单, 功率大, 使用寿命长, 缺点是投资大, 由于它的工作方式是活塞的往复运动, 出油时间只有一半, 工作效率非常低, 同时磕头机是采用异步电机、减速箱和四连杆机构 (包括曲柄、连杆和游梁) 等部件, 功率损耗非常大, 所以它耗电大, 效率低。其次是采用异步电机加螺杆泵的方法, 螺杆泵技术的发展为提高采油效率成为可能, 螺杆泵连续做功, 所以出油效率比磕头机高一倍。由于异步电机本身的负载特性的原因, 同时由于异步电机转速较高, 需要用皮带轮、减速齿轮等进行减速, 因此在最终动力系统效率比较低, 能耗大, 另外一个缺点是启动过载能力差。再次是最近提出的新方案:直接驱动式螺杆泵采油机, 它是采用永磁同步低速力矩电机加伺服驱动器作为驱动源, 由于采用的是直接驱动, 在省去了很多复杂的机械结构的同时, 降低了损耗, 达到了节能的目的。

2 新问题的出现

众所周知, 石油一般都在地表以下几百米到几千米。螺杆泵的转动轴是靠S型的卡口一根根连接起来的, 只有顺时针方向出力带着螺杆旋转才不会脱钩。同时, 由于井太深, 在正常抽油时螺杆必定产生周向的弹性形变, 随着井的深度和油液的粘稠度不同而形变程度不同, 一般有几十转甚至上百转的转差, 即电机带着轴承转了几十甚至上百转后, 油泵才跟着转起来, 储存了大量的弹性势能。这样当电机刚停下来时螺杆还是保持着当前的大扭矩状态, 螺杆就会带着电机反转。电机反转带来两个问题, 第一是安全问题, 由于储存了大量的弹性势能, 停机时螺杆轴通过带着电机反转把势能转为动能, 在这过程中, 存在一段较长时间 (3~10秒) 电机是按恒角加速度来运行的, 速度上到3~4千转每分钟, 这样高的转速会对驱动器高压损坏进而烧毁, 同时有可能引起火灾, 对井上工作人员造成安全隐患。第二是螺杆轴带着电机反转时, 由于螺杆泵的轴是通过S形卡口连接的, 所以有可能出现螺杆脱钩的情况, 而一旦脱钩将给油田带来巨大的经济损失, 必须将连接轴一根根打捞起来重新连接。所以停机时一方面要求把弹性势能放掉, 另一方面要求弹性形变的能量的释放过程能够受控的, 不能出现反转过程脱钩。

3 解决的思路

近期采用的异步电机加变频器的驱动方式, 采取了增加一个防反转的机械手柄, 电机停转时, 防止反转, 能量的泄放是靠手动操作的方法解决, 通过人工操作防反转手柄间歇性泄放掉弹性形变势能, 恢复到初始状态。这种办法的缺点是可操作性差, 不好控制泄放能量的快慢, 操作不好仍有可能出现脱钩的情况。所以提出了采用永磁同步电机, 当停机时, 通过永磁同步电机的发电原理, 在反转时, 势能转为电能, 把电机的电枢短接, 通过电机的内阻把电能变成热能释放掉。在此过程中, 早期的通过在停机时把同步电机的电枢端用接触器的方法短接实现缓慢泄能, 但这种方法存在瞬时的速度失控, 转速有可能超出许可的范围。在此, 提出一种新方法:巧妙的利用SVPWM的零矢量可以实现电机带载启动和带载停机, 而这一方法的实施, 则必须要求核算同步电机电枢端短路时最大阻转扭矩和最大电流, 防止同步电机的短路崩溃和大电流把驱动器烧坏。

4 解决问题

4.1 利用零矢量实现带载启动和带载停机

首先看看早期的方案, 原理框图如图1所示, 为了避免驱动器输出时输出端被短路, 驱动器正常输出时是禁止输出端被短路的。而接触器本身的切换时间是一个不确定的值, 一般为20~40毫秒, 所以为了安全, 采取以下动作过程如下:启动时, 先把接触器脱开, 经过大概是50毫秒的时间, 再开驱动器运行, 关机时, 先把驱动器关掉, 经过大概是50毫秒的时间, 再把接触器合上, 所以出现电机不受控的时间大概是10~30毫秒的时间, 这一过程虽然简单, 但是当电机带载时应考虑以下问题:由于电机是带载的, 所以在启动的过程中, 在这不受控的时间内, 在负载的带动下自由反转, 有可能已经在最大扭矩下恒角加速运行速度到达4000rpm, 这是很危险的。为了消除它的影响, 现在使用零矢量进行带载启动, 先来认识矢量空间。

一般交流伺服主回路的电路如图2所示。

图3是三相电压型PWM逆变器, V1~V6是六个功率开关管, a, b, c分别代表3个桥臂的开关状态, 每个桥臂有“0”和“1”两种状态, “1”代表上管开通, 下管关断, “0”代表下管开通, 上管关断, 形成了'000''001''010''011''100''101''110''111'共八种状态, 其中'000'和'111'称为零矢量, 在交流伺服中, 常用来产生圆形旋转磁场。在这里主要是用来实现电机带载的无缝启动, 过程如下:启动时, 先开驱动器运行, 但此时的输出是零电压的零矢量, 经过大概是50毫秒的时间, 驱动器再进行正常的速度闭环运行, 关机时, 先把驱动器转速降到零速, 驱动器进入零矢量输出, 经过大概是50毫秒的时间, 再把接触器合上, 再把驱动器关掉。这样就实现了电机的带载启动的问题, 不会存在电机的自由转动时间, 克服了反转瞬时过快和脱钩的问题。

4.2 电机的短路电流的计算

上述的零矢量解决电机的带载启动和停机的方法, 在停机时, 负载带着电机转动, 电机处于发电机的状态, 通过电机的内阻把能量泄放掉, 在这个过程中必须核算电机的短路电流, 驱动器输出零矢量的时候, 就是相当于把电机的电枢短路, 短路电流经过驱动器的开关管, 如果电流超过功率管的电流将会烧坏驱动器。电机短路时的等效电路如图3

为了方便说明, 只画一相来进行计算, R为电机的内阻, L为电机的电感量, e为电机的反电势, 根据电机基础和电路基础可以得到以下的式子[1]:

极值为:i=e/jwL= (1/2∏*60) *Ke/jL

式中Ke为反电动势常数, w为角频率。电流随转速的变化而变化的轨迹图如下图4所示:

4.3 电机的短路最大扭矩的计算

采用零矢量解决电机的带载启动和停机的方法, 除了考虑在停机时负载带着电机转动, 电机的短路电流会烧坏驱动器外, 还要考虑电机的短路阻转扭矩有多大, 如果电机短路时能出的最大扭矩没有负载扭矩大, 将不能够控制电机, 这是电机处于崩溃状态, 转速将会一直加速上升, 出现危险, 所以为了保证电机电枢短路时速度是受控的, 就必须要求电机电枢短路时的最大阻转转矩大于负载的扭矩。根据电机基础有:

其中Kt是力矩系数, 是正比于电流与永磁磁场的夹角的sin0

所以T如下图所示:

所以两个波形相乘有一个最大值;对应的频率和电流就是电机短路时能出扭矩最大时电流和电流的频率。选择驱动器时根据允许的最大扭矩选择驱动器的最大输出电流, 同样根据所对应的电流来选择功率开关管的电流。这样确保驱动器的安全和电机不会出现崩溃的状态。

5 方案的验证

本方案通过星辰NAS4D2180AZ交流伺服和620B31K4-02交流力矩低速电机进行验证, 在电机带载的情况下进行启停, 均达到预期效果。

6 结论

本文通过零矢量来实现电机的带载启动和带载停机, 达到了缓慢泄能和防止脱钩的目的, 说明完全达到油田的使用要求。

摘要：针对采油井的实际应用要求, 提出了采用交流伺服和永磁同步电机的应用方案。第一通过空间矢量的零矢量开机和零矢量关机的方法, 解决了反转瞬时过快及泄能的问题。第二通过对电机的短路电流的计算及电机短路时最大阻转扭拒的计算, 由此选择适当的交流伺服系统, 避免同步电机的崩溃问题的出现。由此成功解决了电机的带载启动和带载停机的问题。实验表明, 所设计的系统达到了设计要求。

关键词：零矢量,短路电流,短路最大扭拒,崩溃

参考文献