IGBT驱动五篇

IGBT驱动 篇1

在功率半导体器件中,理想的导通器件是晶闸管,而理想的关断器件是晶体管。尽管IGBT(insulated gate bipolar transistor)有电流拖尾的缺点,但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点,具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点,所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。

工程应用反馈的情况表明,大容量IGBT器件的故障损坏率比小电流的IGBT器件高得多。据不完全统计,中、高压变频器因IGBT失效而导致的故障占总故障的90%以上,而驱动和隔离引起的IGBT损毁大约在30%以上[1]。所以,有效可靠的IGBT驱动保护电路是IGBT安全稳定工作的重要前提条件。

本文给出了满足IGBT驱动要求的功能框图和典型驱动保护曲线,介绍了几类基本的驱动电路,并总结了常用集成驱动芯片的工作特性及IGBT驱动的发展趋势,对于IGBT驱动和保护电路的设计和选型具有一定的参考价值。

2 IGBT驱动保护电路的基本要求和分类

根据IGBT的静态特性、开关暂态特性并考虑其允许的安全工作区[2,3,4],IGBT工作时门极驱动保护电路应满足如下基本要求:提供足够的栅极电压来开通IGBT,并在开通期间保持这个电压;在最初开通阶段,提供足够的栅极驱动电流来减少开通损耗和保证IGBT的开通速度;在关断期间,提供一个反向偏置电压来提高IGBT抗暂态dv/dt的能力和抗EMI噪声的能力并减少关断损耗;在IGBT功率电路和控制电路之间提供电气隔离,对IGBT逆变器,一般要求的电气隔离为2 500 V以上;在短路故障发生时, 驱动电路能通过合理的栅极电压动作进行IGBT 保护, 并发出故障信号到控制系统[5]。

图1给出了一类过流保护功能比较完善的IGBT驱动保护曲线。其中T1为过流信号持续较短时间(一般<10 μs),驱动输出自动恢复;T2为降栅压后持续时间(一般为10 μs);T3为软关断持续时间;T4为故障后封锁时间。满足上述要求的IGBT驱动功能块框图如图2所示,PWM信号输入采用双绞线和光纤两种传输方式,其中虚线框内部分为可选内容,可根据需要选择是否配置,也可通过外围电路来实现。值得一提的是CONCEPT公司SCALE系列IGBT驱动器针对EUPEC公司IGBT可以无缓冲运行而设计,无短路软关断功能,点画线框内为电气隔离单元。根据隔离方式不同,可将IGBT驱动电路分为3种基本形式[6]。

2.1 直接驱动电路

输入和输出信号之间无电气隔离,如美国Fairchild公司的FAN8800,Motorola公司的MC33153,美国IR公司的IR21xx系列等,适用于低压中小功率应用场合。

2.2 光电隔离驱动电路

输入和输出信号之间采用光电耦合隔离,隔离电压等级一般为2 500 V,如Agilent公司的HCPL316J,富士公司EXB8x系列,西安陕西高科公司HL40x系列,三菱公司的M579xx系列,日本英达公司HR065,日本三社电机公司GH-03x系列等。

2.3 变压器隔离驱动

输入和输出信号之间采用脉冲变压器隔离,隔离电压等级可达4 000 V,有以下3种方法。

1)无源方法。

用变压器次级的输出直接驱动IGBT,因受伏秒平衡的限制,只适用于占空比变化不大的场合。

2)有源方法。

变压器只提供隔离信号,在次级另有整形放大电路来驱动IGBT,驱动波形较好,但需要单独提供辅助电源。如CONCEPT公司的SCALE系列驱动器,北京落木源公司的KB101,SEMIKRON公司的SKHIxx系列驱动器,北京普尔盛公司的PSH123等。

3)自给电源法。

脉冲变压器既用于传递驱动能量又用于高频调制解调技术传输逻辑信号,分为调制型自给电源方法和分时技术自给电源,其中调制型自给电源用整流桥来产生所需工作电源,用高频调制解调技术来传递逻辑信号,如Unitrode公司的UC3726/3727芯片对(需外接脉冲变压器);分时技术自给电源用二极管和电容来产生所需工作电源,北京落木源公司生产的TX-KC,TX-KD系列驱动器采用此项技术。

此外,还有用LED-Si光电池组构成的光压隔离器(photo voltaic isolator,PVI)驱动电路和无磁芯变压器驱动电路,见文献[7,8]。

3 典型的IGBT保护驱动电路分析

3.1 直接驱动电路

FAN8800的内部电路原理框图和典型应用接线图如图3所示[9]。图3b中,输入信号经外部光耦隔离后加到3引脚,5脚的输出用于驱动IGBT,脚7上的故障输出经光耦合器接到指示器,外部4.7 nF电容用来决定故障输出持续时间。

另外,IR2110驱动器的特色是采用自举悬浮电源,大大简化了驱动电源设计[10],而MC33153驱动器的特色是不仅可以如一般驱动电路那样通过检测IGBT导通时集电极和发射极之间的饱和压降VCE(sat)来检测故障电流,还有一个引脚可以直接采用一个电流传感器检测部分IGBT单元电流的办法来反映主电流[11,12]。

3.2 光耦隔离驱动器

HCPL-316J的内部原理框图和典型应用接线图见图4[13]。图4b中输入信号从V+in输入经内部光耦隔离放大后,VOUT端输出用于驱动IGBT,FAULT 引脚用于输出故障信号。CBLANK反映了当IGBT过流时,从检测到故障到保护开始动作的反应时间,以避开正常导通时VCE的下降时间。

3.3 变压器隔离驱动器

SKHI22A/B的内部原理框图和应用电路如图5所示[14]。图5b中INPUT(TOP)和INPUT(BOTTOM)分别为同一桥臂上、下开关管的触发脉冲,TDT2接不同电平可调节死区时间,ERROR 管脚为差错信号输出,当检测到有过流、欠压等现象并进行保护时,该管脚电平被拉低以通知主控制板。管脚S15,S6外接的RCE和CCE用于调节管子过流保护时的参考压降;管脚S14,S7外接IGBT的栅极导通电阻Ron,S13;S8外接IGBT的栅极关断电阻;管脚S20,S1分别接IGBT的集电极检测IGBT的饱和压降。

综上所述,直接驱动电路通常和外接光耦配合使用,光耦隔离驱动器解决了电压隔离、抗电磁干扰问题,简化了驱动电路设计,减轻了设备体积和重量,降低了成本,在应用中有一定优势,但光耦隔离的工作原理决定了其属于有源隔离,隔离输出端必须存在控制电源,通常还要加以放大等处理,这些弱电器件又存在和主电路共地的问题。作者几次参与处理的矿井大功率变频设备故障中,使用外围电路实现保护的光耦隔离驱动均出现不同程度的损坏。

工程应用实践表明:内部集成有欠压保护,过流监测和软关断的光耦芯片具有较好的性价比,较高的可靠性;高频变压器隔离是比较可靠的一种驱动方式,但其也有结构复杂、体积大、价格昂贵等缺点。表1给出了常用驱动电路的参数和特点对比[9,10,11,12,13,14,15,16,17,18],可供驱动选型时参考,其中驱动能力一栏是按照驱动器输出直接接IGBT门极和发射极给出的,当驱动器输出接图腾推挽电路时其驱动能力可扩大。根据相关资料介绍,目前,一些欧美公司已经采用高频变压器驱动隔离,产品的故障率明显降低,大功率IGBT模块也极少出现问题[1]。

4 结论

本文介绍了IGBT驱动保护技术应用现状和发展趋势,分析了几类典型驱动电路的工作特性,总结了常用集成驱动电路的工作参数和驱动特性。理论分析和工程应用实践表明:内部集成有过流欠压保护和软关断功能并且各类工作参数外部可调的光耦隔离驱动器和高频隔离变压器驱动(应用于EUPEC公司可无缓冲运行IGBT时可无软关断功能)故障率更低,前者性价比高,后者可靠性更好,但是结构复杂,价格昂贵。另外传输PWM信号时,使用光纤比使用双绞线的故障率更低,但成本也更高。

摘要：介绍了IGBT门极驱动保护电路的分类,分析了IGBT驱动保护电路的发展趋势,对常用IGBT驱动器如光耦隔离型、变压器隔离型等典型电路进行了分析,并将市场上常用厂家生产的IGBT驱动器工作参数和性能进行了比较,结合对工程实践中IGBT故障的分析,讨论了选用IGBT驱动器时的参考原则,理论分析和应用实践表明,内部集成完善保护功能的光耦隔离驱动有较好的性价比,高频变压器隔离驱动有较高的可靠性。

IGBT驱动 篇2

三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动,每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的,所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的,即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电,所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC/DC电源,但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。

本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源,提供4路相互隔离的输出,每路输出均提供+15 V/-9 V电源。电源功率较小,考虑成本和效率,采用单端反激式结构[1,2,3,4]。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构,分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号,经反馈网络输入到PWM控制器,PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比,以此来保持输出电压的稳定。

1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计

三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器UC3845,输出4路相互隔离的+15 V/-9 V,如图1所示[5]。其中,一路额定输出电流为0.2 A,用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电,另外3路额定输出电流为0.1 A,分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。

1.1 电路工作原理

1.1.1 开关脉冲的产生[6]

开关管导通时,变压器的初级电流逐渐增大,采样电阻RS上的压降增加,通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚,与电流取样比较器的另一端进行比较,当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时,锁存器复位,开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作,输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始,到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。

1.1.2 占空比的调节[7,8]

变压器+15 V,-9 V/0.2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚,UC3845的2脚接地,UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的,将PC817的光电晶体管视为可变电阻,1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益,其等效电路如图2所示。

当+15 V、-9 V/0.2 A一路输出电压过高时,TL431参考端电压升高,阴极电压降低,光耦PC817二极管的电流增大,晶体管电流也相应增大,UC3845的1脚电压降低,流过开关管的峰值电流减小,占空比减小,使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。

1.1.3 +15 V/-9 V电压的产生

图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压,为得到+15 V/-9 V的电压,采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式,但这种方式占用变压器管脚太多,变压器骨架管脚数目会不足。

1.2 反激式变压器设计[9,10]

单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM),但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热,通常设计为DCM下工作。

确定已知参数:直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmin;输出电压UO、功率PO;开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中,次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax,则确定反激电压为:VOR=USmax-Uinmax。最大占空比:Dmax=VOR/(VOR+Uinmin-UDS)。

确定初级电流平均值IAVG,峰值IP,有效值IRMS:${\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{Ο}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{Ρ}}=\frac{2{\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}}{D{}_{\max }}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{\frac{D{}_{\max }}{3}}\text{A}$。

确定初级导线直径:

$D{}_{\text{Ρ}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J为电流密度,J取4～10 A/mm2。

确定原次级匝比:

$n=\frac{D{}_{\max }}{1-D{}_{\max }}\cdot \frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}-U{}_{\text{D}\text{S}}(\text{Ο}\text{Ν})}{U{}_{\text{Ο}}+U{}_{\text{F}1}}$

式中:UF1为次级整流二极管压降(单位:V)。

确定次级电流峰值ISP,有效值ISRMS:

ISP=n×IP;${\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{(1-D{}_{\max })/3}$

确定次级导线直径:

$D{}_{\text{S}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J取电流密度4～10 A/mm2。

确定初级电感:

LP=UinminDmax/(fIP) mH

式中:f为开关频率(单位:kHz)。

采用AP法选择磁芯:

$\text{A}\text{Ρ}=(\frac{0.1L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{B{}_{\text{w}}{\rm K}{}_{0}J}){}^{1.14}\text{c}\text{m}{}^4$

式中:Bw为磁芯工作感应强度(单位:T);K0为窗口有效利用系数,一般为0.2～0.4。

确定初、次级匝数:

${\rm N}{}_{\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{fA{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}}$;${\rm N}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{Ρ}}}{n}$

式中:Ae为磁芯截面面积(单位:mm2);f为开关频率(单位:kHz);Bm为最大磁通密度(单位:T)。

确定气隙宽度:$l{}_{\text{g}}=\frac{0.4\text{π}L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{A{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}^2}$mm。

1.3 电压电流反馈回路参数设计[7]

TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2.5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2 μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上,所以得Rlow的取值范围:$R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}\le \frac{2.5\text{V}}{200\text{μ}\text{A}}=12.5\text{k}\text{Ω}。$在该范围内给Rlow取值。根据Rup,Rlow,UO,Uref的关系,得到$R{}_{\text{u}\text{p}}=(U{}_{\text{Ο}}-U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}})\frac{R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}}{U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}$。

TL431a的阴极电压Uka在2.5 V～36 V变化时,阴极电流Ika范围是1～150 mA,当PC817的正向电流If为0时,必须保证Ika至少为1 mA,所以Ibias至少为1 mA,此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1.2 V,所以Rbias的范围:$R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}\le \frac{U{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm I}{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{i}\text{n}}}=\frac{1.2}{1}=1.2\text{k}\text{Ω}$。

UC3845的1脚正常电压为0.8 V～6.2 V,由PC817的技术资料得:当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时,晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化,集射电压Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845的控制要求,所以取PC817二极管正向电流If为3 mA,取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据${\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{f}}+\frac{1.2\text{V}}{R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}}$,可得Rbias的值;又由TL431a阴极工作电位为2.5～36 V得到Rf的取值范围:

$\frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-36\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}\le R{}_{\text{f}}\le \frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-2.5\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}$

2 实验结果

对设计的电路进行实验,得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载240 Ω,另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载时的电压波形。

图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路带载输出电压:深色CH1为+15 V输出,浅色CH2为-9 V输出。

3 结 语

本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源,采用单端反激式结构,结构简单,成本较低。实验表明,该隔离驱动电源的输出电压稳定,负载调整率高,具有很高的应用价值,同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。

IGBT驱动及短路保护电路研究 篇3

关键词：短路保护 驱动电路 IGBT

ICBT是一种具有良好的综合性能的功率开关器件，因此被广泛的应用在了各种变流装置中。由于以往的设计者往往只是对缓冲电路和主回路的设计比较关注，而将其短路保护电路以及IGBT驱动忽视了，这样就导致整机的可靠性在很大程度上受到了这些问题的影响。为了能够有效的解决上述的问题，本文论述了如何对短路保护电路和IGBT驱动进行选择和设计，笔者在此IGBT的驱动电路进行了分析，并对其短路保护功能进行了优化。

1 IGBT在保护和驱动电路方面的要求

1.1 IGBT及其dν/dt保护和短路保护分析

①IGBT的dν/dt保护主要指的是在如果具有过高的集射极间电压变化率，也就是具有较高的dν/dt，就有可能会导致出现IGBT发生动态锁定效应，在严重的情况下还会将IGBT击穿。不仅如此，因为级间等效电容的存在，如果dν/dt过大还会对IGBT造成进一步的影响，致使器件误导通的现象出现。针对这种情况可以使用缓慢降低栅极电压的方式以及对关断缓冲电路进行合理的设计，就能够使dν/dt得到有效降低[1]。②当短路发生时，在IGBT的还没有出现实质性损坏时就对其进行保护关断，就是所谓的IGBT的短路保护。同时在IGBT的短路安全工作区内对I一V在保护关断时的运行轨迹和短路电流进行限制。除了会导致产生热失效之外，器件的锁定效应和电压击穿等现象也与短路电流有着密切的关系。其主要原因在于IGBT的内部存在寄生晶闸管结构，当大于擎住电流的短路电流出现时，IGBT就会出现锁定效应，并丧失了栅控关断能力。采用对短路电流的幅值进行限制的方式就能够对锁定效应的发生起到有效的预防作用。

1.2 IGBT对驱动电路的基本要求分析

IGBT属于一种功率开关器件，因此整机的性能在很大程度上受到了IGBT的工作状态的影响。因此对合理的驱动电路进行选择或者设计就具有十分重要的作用，一般来说，理想的驱动电路必须要保证具备以下几项功能[2]。

①驱动电路必须要将正反向栅极电压VGE提供给IGBT。器件VCES会随着正向VGE的增高而逐渐的降低，这样对器件的通态损耗就会越为有利。然而为了能够对短路电流的幅值起到有效的限制作用，一般需要在20V的范围内对VGE进行控制[3]。②驱动电路必须能够有效的隔离输出和输入信号，而且对驱动电路内部的信号传输的延时进行控制，最好能够达到无延时[4]。③理想的驱动电路在出现过流故障或者短路故障的时候必须要具备短路保护的功能。

2 IGBT驱动和电路保护的措施

笔者以电路保护方案和IGBT驱动为基础，设计了IGBT驱动电路，其具有比较齐全的短路保护功能，具体情况见图1。

图1 IGBT驱动及短路保护电路方案

对输出和输入信号进行隔离的任务可以由其高速光藕6N137来完成，只有75ns的信号传输延时，因此在高频应用场合特别适用。动脉冲功率放大环节主要由V2、V3、V4共同构成。短路信号检测环节主要由D2、R6、Vl、R4等共同构成，快恢复二极管被应用在了其中的D2中，延时缓降栅压功能以及短路信号门限电压比较功能主要是Al、A2、V5等共同实现的，延时封锁输入信号功能主要是由CD4081、V7、LMC555以及V6等实现的[5]。

2.1 分析正常的工作状态

当高电平脉冲信号通过控制电路送来时，V3和光耦6N137可以对其导通，V2、V1进行截止，驱动电路将+l5V的栅极驱动信号提供给IGBT。如果控制电路将低电平脉冲信号送过来，光耦6N137关断，V2、V1进行导通，V4导通，驱动电路将-5V的栅极驱动信号提供给IGBT。

2.2 短路故障状态分析

当短路电流高于设定值时，就可以翻转A1，输出高电平。V5经过2.5μs的延时能够获得导通，从而缓慢的降低B点的位置。此时会有不断下降的栅极驱动电压出现在IGBT中，从而有效的延长了IGBT对短路电流的耐受时间，而延时缓降栅压功能就在这部分电路中实现了。

在成功的导通了V5之后，就可以截止V6，此时如果能够将短路信号进行7μs的维持，则可以翻转LMC555翻转，并输出高电平，从而成功的导通V7。在进行输出信号封锁时可以使用门4081，从而使IGBT的保护关断。如果LMC555在双稳定的工作状态下被翻转，就会将高电平输出，从而就会始终封锁输入信号，并使使用者感到强迫作用，并及时关机，采取有效的措施来排除短路故障。如果在翻转LMC555之前短路故障就已经解除了，则B点电位就会朝着+15V实现自动恢复。在关断IGBT的情况下Vl会导通，这样就使得IGBT导通状态与短路保护电路之间实现了同步。选择恢复二极管为D2主要是为了防止对IGBT进行关断时集电极上的高电压窜入驱动回路中。

高速电压比较器LM319在Al、A2中得到了应用，这样就能够使保护电路的反应速度得以提升；对VZl的稳压值进行调整能够对短路电流門限值进行调节；R9和C4是决定降栅压动作的延迟时间的主要参数；VZ5和C5是决定输入信号的封锁时间的主要参数；对缓降栅压斜率进行控制的电容器是C3，通过对C3参数的调整能够使栅极电压下降斜率得到有效改善。

目前在新开发的等离子喷涂电源中已经成功的运用了该电路，其在恶劣的环境下也具有良好的运行状态。

3 结语

①该驱动电路具有可靠和简单的特点，而且具有较小的输入输出信号传输延时，其选择了-5V以及+15V这两种方案。②其优点在于能够实现延时缓降栅压功能和输入信号的封锁功能，以及短路信号检测功能等，与此同时，其还可以调整封锁输入信号延迟时间、缓降栅压动作延迟时间以及引起保护电路动作的短路电流门限值。IGBT如果在大电流的情况下就可以配合使用LEM电流传感器以及短路保护电路。③该驱动电路需要配备较多的直流电源。

参考文献：

[1]姚文海，程善美，孙得金.大功率IGBT模块软关断短路保护策略[J].电气传动，2014（09）.

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[3]刘革菊.二代大功率IGBT短路保护和有源钳位电路设计[J]. 山西电子技术，2013（01）.

[4]尹华，刘锐.PWM型DC/DC变换器过流/短路保护电路的设计[J].微电子学，2008（01）.

[5]余琳，黄康，王海军，王剑平，盖玲.绝缘栅双极晶体管串联关键技术[J].强激光与粒子束，2013（05）.

IGBT驱动 篇4

关键词：IGBT,施密特特性,泵能泄放,泄放回差,开启电压,关断电压

1 引言

我们都知道,对I G B T的驱动波形的要求有以下3点:

a、上升、下降沿要足够快。综合散热、关断过压等因素,在系统上要求上升、下降时间在0.8us～1.5us之间;

b、开通电压幅值要在12～20V之间,关断电压幅值要在-5V～-15V之间[1];

c、不能出现抖动,IGBT的驱动频率不得太高,必须<20KHz[1]。

以上3点,贯穿于整个IGBT的驱动控制过程。

2 在我公司使用的1款泄放驱动电路的工作原理

2.1 泄放驱动电路功能简介

我公司在交直流伺服驱动器上所采用的泄放驱动电路,如下图1所示,为了叙述方便,称图1为方案1:

在方案1中,从功率回路所采样到的电压即3脚的电压,通过L M 3 1 1的比较作用,只要比2脚的高,则LM311的7脚与1脚马上接通(即把7脚接到地),BG1、BG2即刻导通,+17V电压通过BG1的E、C、R6、BG2的B、E加到XFQD上;一旦所采样到的电压比2脚的电压低(由于电阻R3的作用,泄放时的2脚电压比没有泄放时的电压更低,具有类似于施密特[2]的特性,以保证有泄放回差),则LM311马上断开7脚与1脚,由于R5很小,BG1的B极很快上拉到+电源,于是泄放驱动波形下降时间主要依赖电阻R 7的大小而决定的。

图中主要元器件的作用为:

电容C2:一旦泄放,U1B得7脚变低,由于电容C2得存在,把第2脚也拉低,保证处于深

度泄放状态,直到电容C 2充满电为止;

电阻R3:影响泄放回差大小,R 3越大,泄放回差越小;反之,R 3越小,泄放回差越大;

电阻R7:影响泄放驱动的关断速度即BG3的导通速度,取值越小,关断速度越快,考虑到电阻功耗等因素,取值4.7K;

稳压管W Y 2:由于L M 3 1 1比较器在供电电源很低,≥5 V时即能够正常工作,此时,如让泄放驱动电路工作,则在X F Q D端得到的电压可能非常低,远低于IGBT导通所需要的电压幅值,使IGBT可能工作在放大区。为了防止此现象的出现,加入WY2,目的就是使在供电电源低于+1 2 V时,泄放驱动部分不工作,只有当供电电源>12V时,泄放驱动部分才会工作,保证在泄放IGBT驱动端得到的驱动信号幅值≥12-0.3(为BG1的C、E压降+R6上的压降值,估算值)-0.7(BG2的B、E压降)=11V;

LED1:作泄放指示用;

BG1、R6、BG2、BG3:通过BG1、BG2、BG3的开、关作用,使XFQD跟随BG2、BG3的基极电压的变化,使XFQD的+电压(开通电压)接近+电源电压(大约低1V),-电压(关断电压)接近-电源电压(大约高1V)。

*泄放回差:泄放保护电路开始动作时的电压值与保护电路结束动作时的电压值之差。例如,假设泄放保护电路开始动作时的电压值为700V,保护电路结束动作时的电压值为660V,则泄放回差=700-660=40(V)。

2.2 泄放驱动电路的驱动波形、泄放电流波形

根据方案1的电路在XFQD点所测得的泄放驱动波形、实际泄放电流波形如下图2:

从图中可见,泄放驱动电路的驱动波形的上升时间约1uS、下降时间约为2.3uS;实际泄放

电流的上升时间约1.5uS,下降时间约0.8uS。

3 改进后泄放驱动电路的工作原理

3.1 改进后泄放驱动电路功能简介

针对上述驱动电路存在的关断速度较慢的特点,对该电路作的改进如下图3(方案2)示:

从图2中可见,增加了D1(IN4148)、BG4(9012)、R8(4.7K,其阻值的大小影响BG4的导通过程,阻值越小,导通速度越快)。静态时,BG1、BG2、BG4不导通,BG3导通,使XFQD接近-电源电压,泄放IGBT处于关断状态。一旦泄放时,BG1导通,BG4不导通,+电源电压通过BG1、D1、R6、BG2加到XFQD端;一旦退出泄放时,BG1很块关断,但由于存在D1,XFQD并没有马上跟随BG1的C端电压的变化。只要BG1的C端电压下降到比BG4的E端电压低约0.7V时,BG4即刻导通,把BG4的E端几乎拉至-电源电压。于是BG3导通,使-电源电压通过BG3加到XFQD上。由此可见,整个关断过程省掉了:BG1关断时、C端电压下降约0.7V的时间,关断波形如下图4所示,可见,整个关断过程很快。

3.2 改进后泄放驱动电路的驱动波形、泄放电流波形

根据方案2的电路在XFQD点所测得的泄放驱动波形、实际泄放电流波形如下图4:

从图4可以看出,改进后的泄放驱动电路的驱动波形的上升时间、幅值几乎没有发生变化,而下降时间则减小到约1.0us(图4b),比改进前足足快了约1.3us,但实际泄放电流的上升时间约1.5 uS,下降时间约0.8 uS,与方案1基本相同。

4 方案1、2电路带电感(L型)、电机(E型)负载

以上电流波形是基于带电阻负载来分析的,那么带电感、电机负载时又如何呢?请看下面分析。

由于方案1与方案2之间的差别仅在于改善关断波形,降低关断时间,开通时间并没有改变,所以着重比较二者电流关断波形即可。

方案1带电感负载时电流波形如下图:

方案2带电感负载时电流波形如下图:

方案1带电机负载时电流波形如下图:

方案2带电机负载时电流波形如下图:

从图5～8可以看出,两种方案的电流下降点(即IGBT关断点)几乎一致:都是出现在驱动波形大约跌至5V点时(图中驱动波形出现一小平台的时刻即为IGBT关断的时刻)IGBT即刻实施关断。可见,同带电阻型的负载相比,其关断点或开通点并不会由于负载的变化而发生变化,因此同样条件下IGBT关断后的电流下降时间必然相同。

5 驱动波形与开关速度分析

从图3～8的实际电流波形来看,方案2的驱动波形的关断速度虽然很块,但实际的电流的下降梯度与方案1相比,并没有改变,说明泄放IGBT的实际关断速度并没有变快。究其原因,主要是IGBT本身固有的特性决定的:

IGBT的开关时间由器件内部,栅极、发射极回路的电容、电阻和电感,集电极-发射极工作电压VCC,栅极、发射极驱动电压Vgg+、Vgg-以及Vge驱动电压波形,驱动电阻、芯片温度等因素决定[1]。

对某一IGBT,当加在栅极、发射极两端的电压值大于该IGBT的栅极、发射极开启电压VGE(th)时,IGBT便开始导通,集电极电流便开始上升;小于开启电压VGE(th)时,则IGBT便关断。大多数IGBT的开启电压在4V(最低)～8V(最高)之间。

从方案1与方案2的驱动波形的下降沿来看,驱动电压幅值从最高值掉到0V之间的时间二者并没有明显区别,都约为0.3 uS。方案1虽然下降波形从0V下降到最大的负值时间较长,但此段时间之前IGBT已经关断,不会影响IGBT的实际关断速度,所以单从驱动波形看,很容易认为方案2的结果会更可取。

6 要注意的问题

在方案2电路中,要关注:在+17V→BG1的E、C→D1→R6→BG4的E、C→-13V之间流通的电流,或者说流过电阻R6的电流;同样,也要关注泄放推动对管D882、B772的速度配合问题(在方案1也如此)。否则,容易引起驱动波形上升或者下降沿不够陡,D 8 8 2、B 7 7 2容易发热,驱动波形出现高频抖动,更是对泄放IGBT的安全工作造成威胁。

7 两种方案优劣分析

方案2由于采取了正反馈[3]的手段,使得驱动波形的下降时间变快;方案1的驱动波形的下降时间虽然较慢,但电流关断波形与方案2相比,并无多大变化。但从降低IGBT的开关损耗来看,需要驱动波形的前后沿较陡,以减少开关的拖尾过程,所以单从这点来说,方案2是有优势的。缺点是由于方案2又增加3个元件,增加了电路的复杂性、增大了故障率,且并没有使得IGBT的实际关断速度加快(与方案1基本一致),所以还不如方案1简单、可靠。又由于加入二极管D1,使得方案2的XFQD输出的+电压幅值比方案1低,所以也要关注供电电源是否够高,以保证在XFQD端得到的+电压幅值处于+14～16V之间[1]。由于驱动器并不会频繁的处于泵能泄放状态,就是说泄放IGBT的开关频率并不会很高,所以我公司选用了方案1的泄放驱动电路。

8 结束语

从上述的实验结果来看,再次证明了:IGBT的导通、关断主要受加在其栅极、发射极两端的电压控制,只要保证该控制电压波形在开启电压VGE(th)附近(如VGE(th)±1V)一致(足够陡),则导通、关断的动作时间基本相同,而在开启电压VGE(th)之前或者之后的驱动波形对其导通、关断并没有多大影响。

因此,对于泄放驱动波形的下降时间较长的特点,星辰公司原泄放电路的设计者或许是早已知道对IGBT的实际关断速度无多大影响,且虽然下降时间稍长会增加关断损耗,但实际泄放频次很低,泄放工作时间与不泄放时间相比是很小的,泄放IGBT工作温升并不会太高,因此并没有采取诸如方案2的方法来缩短驱动波形的下降时间。从星辰公司近几年的实际应用效果看,方案1的廉价泄放驱动电路工作稳定、可靠,所以至今该电路还在使用。

参考文献

[1]富士IGBT模块应用手册.[Z].2004,5.

[2]阎石主编.数字电子技术基础[M].北京:清华大学出版社出版.1989,3

IGBT驱动 篇5

IGBT(绝缘栅双极晶体管)是由双极型晶体管GTR和场效应晶体管MOSFET组合而成的新型复合电压控制电力电子器件。由于具有输入阻抗大、驱动功率小、开关损耗小、通态压降小、响应速度快、工作频率高和控制电路简单等优点,因此IGBT被广泛应用于开关电源、UPS、逆变器、新型混合式断路器、转换开关、电力有源滤波器以及要求快速、低损耗的电力电子装置等领域中[1]。由于IGBT工作特点的特殊性,所以必须合理的设计驱动电路使IGBT的性能得到最有效的发挥。文中针对逆变需要的1 200 V的大功率IGBT,根据其栅极驱动特性,采用IR2214驱动芯片设计了一种有效的IGBT驱动电路。

1 IGBT栅极驱动特性分析

1.1 栅极驱动电压

栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响,必须正确选择。当正向驱动电压增大时,IGBT的导通电阻下降,使开通损耗减小,但若正向驱动电压过大,则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大,可能使IGBT出现擎住效应,导致门控失效,从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域,使IGBT过热而损坏。

为使IGBT通态损耗最小,同时IGBT又具有良好的承受短路电流能力,通常选取栅极驱动电压UGE≥D×3×UGE(th),系数D=1.5,2,2.5,3。当阈值UGE(th)电压为6 V时,栅极驱动电压UGE分别为9,12,15,18 V;栅极驱动电压UGE为15 V最佳;IGBT关断时,栅极加负偏压,提高抗干扰及承受dv/dt能力,栅极负偏压一般为-5 V。另外,IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值,使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏[2]。

1.2 栅极串联电阻RG

为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减小集电极电流上升率diC/dt,需要在回路中串联电阻RG,选择适当的RG对IGBT驱动很重要。当RG增大时,可抑制栅极脉冲前后沿陡度和防止振荡,减小开关diC/dt,限制IGBT集电极尖峰电压;但RG增大时,IGBT开关时间延长,开关损耗增大。当RG减小时,减小IGBT开关时间,减小开关损耗;但RG太小时,可导致G、E之间振荡,IGBT集电极diC/dt增加,引起IGBT集电极尖峰电压,使IGBT损坏。因此,应根据IGBT的电流容量和电压额定值及开关频率的不同,选择合适的RG阻值,一般应选RG在十几欧至几百欧之间[2,3]。

1.3 IGBT快速开通、关断时间

IGBT的快速开通和关断有利于提高工作频率,减小开关损耗。但在大电感负载时,过快开通和关断反而有害,原因是高速开通和关断会产生很高的尖峰电压diC/dt,可能造成IGBT自身或其他元件的击穿,所以在感性负载情况下,IGBT的开关时间也不能过短,应根据器件的耐压能力综合考虑[4]。

1.4 栅极驱动功率

IGBT的开关要消耗来自栅极电源的功率,其功率受栅极驱动正、负偏置电压的差值ΔVGE、栅极总电荷QG和工作开关频率fZ的影响。电源的最大峰值电流IGPK为:IGPK=±(ΔVGE/RG),电源的平均功率PAV为:PAV=ΔVGE×QG×fZ[2]。

2 基于IR2214的驱动电路设计

IR2214芯片是用于工业电机驱动控制的高压集成IC,它是一款新型的半桥式栅极驱动IC,其具有完整的软停机的电机驱动保护,能够探测欠饱和状态或电源欠压,并向控制器发送故障信息,软过电流关闭避免了功率节点过高或过低,保护开关器件免遭损伤,还有专用引脚来设置开通、关断和软关闭开关时间,可以对IGBT起到很好的保护功能[5]。IC IR2214的外部引脚如图1所示。

2.1 IR2214引脚介绍

Pin1:HIN,高侧逻辑电平输入端。Vss-0.3≤U≤Vcc+0.3,Iin=330μA。

Pin2:LIN,低侧逻辑电平输入端。Vss-0.3≤U≤Vcc+0.3,Iin=330μA。

Pin3:FLT_CLR,清除故障信号输入端,当此引脚为高电平时,清除故障锁存,恢复高电平。

Pin4:,双重FUN(in/out),低电平有效。作为IN信号:低电平时,关断所有输出信号。作为OUT信号:软关断(SSD)发生时,输出为低电平。此引脚不连接下位机。

Pin5:,故障输出端。双重FUN(in/out),低电平有效。作为IN信号:低电平时,关断所有输出信号。作为OUT信号:SSD发生时,输出为低电平。

Pin6:VSS,逻辑地。

Pin7:SSDL,低侧软关断输出。当低电平时,此引脚导通,对输出信号软关断。

Pin8:COM,低侧开关元件射极输出侧。

Pin9:LON,低侧驱动关断信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT关断时间。

Pin10:LOP,低侧驱动导通信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT开通时间。

Pin11:VCC,芯片供应电压。一般11.5 V

Pin12:DSL,低侧过流保护输入,VCE不饱和保护输入信号。当超过8 V时,IR2214发生SSD。

Pin18:SSDH,为高侧软关断输出。当低电平时,此引脚导通,对输出信号软关断。

Pin19:VS,高侧悬浮开关元件射极输出侧。

Pin20:HON,高侧驱动关断信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT开通时间。

Pin21:HOP,高侧驱动导通信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT关断时间。

Pin23:VB,高侧门极驱动悬浮电源端。

Pin24:DSH,高侧过流保护输入,VCE不饱和保护输入信号。当超过8 V时,IR2214发生SSD。

Pin13,Pin14,Pin15,Pin16,Pin17,Pin22:N.C.,悬空。

2.2 驱动电路设计

驱动电路如图2所示。IC IR2214的Pin1、Pin2、Pin5、Pin3与MCU链接。如果是多组IR2214组成的驱动电路,则Pin4、Pin5还要与其他的IR2214对应的引脚连接,这样如果某一个IR2214发生软关断,则Pin4、Pin5出现低电平,互相连接的其他IR2214也会发生软关断保护,关闭所有输出,保护IGBT。R1是自举电阻,当电路起始充电的时候,该电阻起到限流的作用,一般设置该电阻阻值小于或等于10Ω。D1是自举二极管,该二极管耐压值大于或等于1 200 V,并且转换时间trr≤100 ns。C1是自举电容,要根据选用的IGBT参数来设置该电容的容量。IGBT导通时,HOP、LOP输出驱动电压,R2、R5的阻值对IGBT开通时间有一定的影响;而IGBT关断时,HON、LON输出关断电压,R3、R6的阻值对IGBT关断时间有一定的影响;当发生欠压、过流故障时,通过SSDH、SSDL输出关断电压,R4、R7的阻值对IGBT栅极进行软关断保护有一定的影响。R8、R9的功能是当多组IR2214连接时,IC正常工作的时候Pin5、Pin4输出高电平电压,当某一个IR2214发生软关断保护时,Pin5、Pin4输出低电平电压,这样其它IR2214也立即进行软关断保护。根据IGBT工作特性可知,当IGBT发生过流现象时,VCE会逐渐迅速增大,因此设计通过D2、D3二极管将检测到的IGBT C、E极两端的压降与IR2214内置的8 V电平比较,当超过8 V时,预示发生过流,IR2214将对IGBT进行软关断。

3 结语

IGBT对驱动电路有一些特殊要求,驱动电路性能的优劣是其可靠工作、正常运行的关键所在,高性能驱动电路的开发和设计是其应用的难点[6]。文中详细分析了IGBT栅极驱动电路的特性,针对工矿机车逆变器的需要,采用IR2214设计了一个可驱动1 200 V,200~300 A的IGBT的驱动电路。实验验证,该驱动电路具有良好的驱动及保护能力。

参考文献

[1]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2000.

[2]王建渊,苟亚仙.驱动1700V IGBT的几种高性能IC选型设计[J].电源技术应用,2007(6).

[3]石磊,刘栋.交流逆变器中IGBT的驱动与保护[J].东北电力技术,2007(5).

[4]李序葆,赵永健.电力电子器件及其应用[M].北京:机械工业出版社,2004.

[5]佘艳,孙云莲.半桥驱动集成电路IR2304[J].电子世界,2005(1).