现场校准系统 篇1
1 密闭压力容器单法兰变送器液位测量
密闭容器单法兰变送器液位测量系统现场校准, 方法基本与常压容器单法兰变送器液位系统测量相同, 仅差别在:须将变送器低压侧螺纹口接引压管与容器顶部相通, 以抵消容器压力P容的影响, 见图1。
(1) 密闭容器单法兰变送器液位测量系统校准。 (1) 密闭容器单法兰变送器液位测量系统承压分析:
当液位上限时, 变送器正压室承压PH为:PH=P容+h×ρ
式中:h为液位高度 (mm) ;
ρ为物料比重 (g/cm3) ;
P容为密闭容器压强 (MPa) 。
当液位上限时, 变送器负压室承压PL为:PL=P容。
单法兰变送器正、负压室差压即为液体重度压力:△P=PH—PL=h×ρ。
(2) 单法兰变送器正压室输入静压为0至h×ρ (mmH2O) , 调整变送器的“零点”“量程”, 使变送器输出0至1 0 0% (4 m A～20mA) 。系统即可投入运行。
(2) 现场校准注意事项。 (1) 变送器若异位安装, 要考虑零点迁移;变送器下移, 要零点正迁, 变送器上移, 要零点负迁。 (2) 变送器法兰垂直安装的, 就要垂直校验, 水平安装的就要水平校验, 否则会增加附加误差。
2 密闭压力容器远传式双法兰毛细管远传变送器液位测量
化工生产中, 压力容器液位测量常采用双法兰毛细管远传变送器。用充液毛细管远传信号并隔离某些对测量有影响的工艺介质。双法兰变送器安装方式如图2示。双法兰毛细管远传变送器负压室 (L侧法兰) 安装于容器上部, 取容器压力信号。正压室 (H侧法兰) 安装于容器下部, 取容器压力信号和物料重力信号之和。
(1) 双法兰安装高度差产生的附加误差。远传式双法兰变送器现场校验, 要考虑双法兰安装高度差产生的附加误差:传毛细管内注入硅油填充液, 填充液对变送器负压室的静压为:PL=h1×ρ充填充液对变送器正压室的静压为:PH=h2×ρ充。
式中:PL为负压室充液静压;
PH为正压室充液静压;
h1为L侧法兰毛细管垂直高度 (mm) ;
h2为H侧法兰毛细管垂直高度 (mm) ;
ρ充为充液比重。
可见:变送器因毛细管充液高度不一致产生了初始负差压△P0:
△P0= (h1-h2) ×ρ充=△h×ρ充
式中:△h为双法兰安装高度差h1-h2 (mm) 。
这个初始负差压△P0在现场校验时, 要采用负迁移零点方法, 消除其影响。
(2) 密闭容器远传式双法兰变送器液位测量系统现场校准。1) 现场校准时, 应先将双法兰变送器L侧法兰, 按实际安装位置就位固定, 变送器就位于安装支架上, 将H侧法兰接好试验管路, 并将其按实际安装标高放置。这样量程和零点的校准比较简单、准确。2) 现场校准步骤。以图3示某化工厂储罐为例:密闭容器测量范围x=1800mm, L侧法兰毛细管垂直高h1=2500mm、H侧法兰毛细管垂直高h2=2 0 0 m m, 物料比重ρ=1.15, 校准步骤如下。
(1) L侧法兰就位于容器顶部, H侧法兰按安装标高放置, 变送器就位。
(2) 打开变送器后盖, 将迁移插头由无迁移改为负迁移位置。
(3) 变送器L侧法兰 (负压室) 在此时, 因双法兰安装高度差h1-h2 (mm) 。承受初始负差压 (△P0=△h×ρ充) , 约2300mmH2O, 调整“零点”, 在负迁移作用下变送器输出0% (4mA) 。
(4) H侧法兰 (变送器正压室) 输入静压PH=x (mm) ×ρ物。
当满量程时:x=1800mm, PH=1800×1.15=2070mmH2O。
调整变送器“量程”, 对应变送器输出100% (20mA) 。反复几次调整, 使测量范围x在0～1800mm高度变化时, 变送器输出0～100% (4mA～20mA) 。如图3所示。
(5) 校准后的变送器, 在安装H侧法兰后, 应再检查一下零点, 修正因H侧法兰毛细管微小高度变化引起的零点飘移。“量程”不可再调整。
3 结语
现场校准系统 篇2
继彩色数码相机引起的数字成像革命之后,深度相机成为电子信息领域、计算机领域、光学成像领域研究的热门话题[1]。对于深度信息的获取,可分为飞行时间法[2,3]、立体匹配[4,5]、结构光投影[6]等几种。飞行时间法通过测量激光脉冲在被测物和探测器之间的往返时间来获得深度信息,由于其对传感器的时间分辨率要求较高,增加了测量成本。立体匹配通过对两个或多个摄像机获得的二维图片做相关运算,根据几何关系来获取深度信息,其测量结果易受人们的先验知识、图片复杂度、场景反射率等因素的影响,测量精度有限。结构光通过分析物体深度对光场的调制,来计算深度信息,具有测量成本低、精度可观等优点。
基于相位调制的结构光测量法通过投影周期性正弦条纹来实现深度获取[7],其测量精度与相位解调方式有关,相移法采用点对点的方式计算相位[8],测量精度最高。但由于涉及多帧投影、多帧采集,限制了测量的实时性。针对此问题,Zhang等提出采用高速投影和采集设备[9];Guan等人提出采用正交复合光的投影思想[10],曹等提出基于像素匹配的方法[11]。后两种方法均要求投影仪(DLP)与CCD的光瞳中心处于同一高度位置,增加了实际测量过程中系统校准的难度[12]。目前测量系统的装调大多依赖于工作者的经验,且没有固定评价标准。基于此,本文提出一种有效的校准方法,指导系统的装调过程。
1 基于正交光栅与立方体物体的系统粗校准
基于相位调制的结构光深度获取装置示意图如图1所示,其中DLP投影计算机编码生成的周期性条纹用于形成结构光场,CCD采集受场景深度信息调制的变形光场用于相位计算,通过相位深度映射获取场景深度信息。
本文针对该系统中DLP、CCD光瞳中心(光心)等高校准的问题,提出利用正交光栅投影实现辅助校准的方法。正交光栅像的透过率函数满足:
其中:N为光栅像的帧数,(x p,yp )为投影系统坐标系;a、b、c为权重分量;v、h为光栅竖直、水平方向的频率, (2π/ N) 为相移量,其中一帧光栅像的光强分布如图2(a)所示。将此光栅投影于物体表面,调整DLP、CCD的相对位置,尽量保证正交光栅的栅线方向在CCD成像面是水平或竖直。如果DLP、CCD光心等高,则水平方向条纹不受物体深度调制[12],同时遮挡问题仅发生在物体的左右边缘。
图 2 正交光栅图(a)和立方体物体(b) Fig.2 Orthogonal grating (a) and cubic object (b)
系统校准过程中选立方体为辅助物,如图2(b)所示。校准过程中,DLP投影其中一帧正交光栅像,将立方体置于图1的参考面上,并使其上下、左右边缘与水平、竖直方向的栅线平行。观察CCD采集到的变形光场中立方体的阴影位置及立方体表面光栅栅线的变形情况,调整CCD、DLP的位置实现粗校准。立方体水平方向上不存在阴影且水平条纹没有变形时粗调完成,如图3(c)所示,图3(a)、(b)为不满足情况的图形,其中图(a)左边缘、上边缘存在阴影,DLP光心高于CCD光心,图(b)左边缘、下边缘存在阴影,DLP光心低于CCD光心。
2 相位计算用于指导精校准
待粗校准完成后,投影仪按顺序投影式(1)编码生成N帧正交光栅图,CCD拍摄到的立方体物体表面的变形光场像强度可表示为
CCD采集到的受立方体深度调制的水平方向上条纹的相位可通过下式计算得到:
上式计算结果减去参考面的相位,即可得到立方体深度引起的相位变化,由的值指导系统精调:
若,DLP高于CCD;若,DLP低于CCD;若,DLP、CCD等高。其中δ 为一接近于0的小量。校准系统结构图如图4所示。
3 实验论证
为了验证该系统校准方案的有效性,进行了实验验证。以文献[11]提到的在线检测系统为例,采用本文所提方法进行系统校准后对“米奇”物体进行了测量,并与未进行系统校准2次实验结果进行对比,实验结果如图5所示,其中(a)为待测物体,(b)、(c)为系统未校准得到的测量结果,(d)为系统采用本文所提方法进行校准后得到的测量结果,(e)为3组实验数据在305列处的对比图。从图(e)可以看出,未校准的系统由于受到DLP、CCD光心不等高而产生附加相移的影响[12],或多或少存在周期性系统误差,采用本文方法进行校准后,测量结果中物体表面较为光滑,更接近真实值。实验结果论证了系统校准的必要性和有效性。
为了进一步定量分析本文所提方法的有效性,在以上实验条件下对高度为5 mm、10 mm、16 mm的平面进行了测量。通过实验误差分析,测量均方根(root-mean-square,RMS)如表1所示。实验数据说明采用本文提出的校准方法可使系统的测量精度提高。
(a) 被测物体;(b)、(c)、(d) 深度测量结果;(e) 305 列深度对比(a) Measured object; (b), (c) and (d) Depth measurement results; (e) Comparison of the depth in column 305
4 结 论
以立方体物体与正交光栅组合形成辅助模型,实现对结构光深度测量系统DLP、CCD光瞳中心等高的校准。粗校准以光场中阴影位置及光栅栅线的变形为指导;精校准以立方体引起水平方向条纹的相位变化值为依据。经过定性与定量的实验数据分析,论证了该方法的有效性。
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一例现场校准电能表接线分析 篇3
关键词：校准；电能表；接线分析
中图分类号：TM45 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2014）8-0100-01
1 问题的产生
某年7月初，某营业所管辖的六合砖瓦厂，因计费总表6月份所计电量比厂内安装的两只分表合计电量多出四百多千瓦时的电量，而怀疑计费总表快了，直接投诉到市法定计量检定机构。市法定计量检定机构有关检定人员首先对六合砖瓦厂的计量总表进行了现场校准，发现该计量总表现场校准误差达到+30%左右；然后就要求营业所装表人员将该计量总表换下，拿回法定计量检定机构进行实验室检定。实验室检定结果却大大出乎意料之外：误差不超过±0.3%。于是法定计量检定机构有关人员又请孝感供电公司客户服务中心电能计量检定人员一起，对六合砖瓦厂的计量总表进行现场校准。
六合砖瓦厂属于Ⅳ类用户，采用三相四线制低压供电方式，低压计量箱直接安装在公变台区处，距离砖瓦厂只有几百米，计量总表为一只1.0级三相四线电子式电能表，经三只0.5 S级穿芯式低压电流互感器接入（低压电能计量装置通常不接入试验端子或联合接线盒），电流互感器变比为75/5 A，电能表和电流互感器均有法定授权机构出具的有效期内的检定合格证书，运行时间一年多。
用于现场校准的标准电能表是该法定计量检定机构的现场校验仪，有上级法定计量检定机构出具的有效期内的检定合格证书。
2 电能表现场校准基本原理及有关规定要求
电能表现场校准通常采用标准电能表法：将标准电能表的电压回路对应并联接入被检电能表的电压回路，标准电能表的电流回路对应串联接入被检电能表电流回路，在相同的时间内，标准电能表测定的电能值与被检电能表测定的电能值相比较，以确定被检电能表的相对误差。
标准电能表测得的电能值为W，被检电能表测得的电能值为W'，被检电能表的相对误差为γ=（W'-W）/W×100%，现场校验仪直接显示出测得的被校准电能表的相对误差值，以百分数表示。
《电能计量装置检验规程》规定：标准电能表必须按固定相序使用，并且有明显的相别标志。标准电能表和试验端子之间的连接导线应有良好的绝缘中间不允许有接头，亦应有明显的极性和相别标志。标准电能表电压回路的连接导线及操作开关的接触电阻、引线电阻之和不得大于0.2 Ω。现场检验条件应符合下列要求：①电压对额定值的偏差不应超过±10%；②频率对额定值的偏差不应超过±5%；③环境温度应在0～35 ℃之间；④通入标准电能表的电流应不低于其标定电流的20%；⑤现场负载功率应为实际的经常负载。当负载电流低于被检电能表标定电流的10%或功率因数低于0.5时，不宜进行误差测定。
3 六合砖瓦厂的计量总表现场检验接线问题分析及
实际解决办法
法定计量检定机构检定人员首先对六合砖瓦厂的计量总表进行现场检验时的接线框图如图1所示。
法定计量检定机构检定人员将标准电能表的电压回路对应并联接入了被检电能表的电压回路，标准电能表的电流回路采用钳型电流互感器对应串联接入被检电能表电流回路。标准电能表检验参数设置正确，显示的相位图表示接线正确，三相电压219.5～221.6 V，三相电流2.6～3.8 A不稳定，功率因数0.82，计费电能表的误差在+28～+36%。此时测得的误差，比六合砖瓦厂反映的电量差异还要大几倍，显然接线有问题。经分析，发现问题就在使用了钳型电流互感器：一方面，钳型电流互感器的精度并不高，在大电流情况下泄漏磁通大；另一方面，低压电流互感器和电能表装得很近，三只低压电流互感器和三只钳型电流互感器也就挨得很近，它们的极性方向相反，彼此之间的泄漏磁通方向相反，而且一次导线的大电流周围产生的磁通也很大程度抵消了二次回路在钳型电流互感器上产生的磁通，因而造成流入标准电能表电流回路的电流比被检电能表的实际电流小很多，相同时间内标准电能表测得的电能值W比被检电能表测得的电能值W'也就小很多，所以被检电能表的相对误差γ=（W'-W）/W×100%比实际的大很多。
解决这一问题的办法，就是标准电能表电流回路不使用钳型电流互感器串联接入被检电能表电流回路。首先将变压器停电，然后将被检电能表三相电流端子进线解下，对应引入标准电能表电流进线端子，另外用导线将标准电能表电流出线端子与被检电能表电流进线端子对应连接，电压回路并联接线不变，恢复用电即可正常检验了。因没有装试验端子或联合接线盒，现场检验须停电，改线，非常不方便。六合砖瓦厂接在公变低压侧，更不能随便停电，所以没有按此种接线方式进行现场检验。（规程没有对低压电能计量装置的现场检验作出规定，实际工作中通常不对低压电能计量装置进行现场检验。）
客服中心计量检定人员指出六合砖瓦厂反映的电量差异原因可能在两只分表，建议实验室检定两只分表；查看现场发现两只分表是86系应淘汰的感应式电能表。
4 结 语
根据DL/T 448-2000《电能计量装置技术管理规程》的规定，电网经营企业负责本供电营业区内业务归口管理，确立了以供电企业为主管理计费用电能计量装置的原则，明确了用于电力企业贸易结算用和企业内部经济技术指标考核用的电能计量装置的管理。伴随着社会主义市场经济体制的逐步建立和不断完善，供电企业的经营环境发生了显著的改变，尤其是从事电能计量工作的人员必须作出相应的改变，不断提高电能计量装置的检定技能和管理水平，强化电能计量装置的全过程管理，才能确保电能计量法制管理的严肃性和电能量值的准确、可靠和统一。
参考文献：
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现场校准系统 篇4
自动气象站雨量传感器现场校准方法
随着我国自动气象站的大面积布点建设,对自动气象站的雨量传感器进行现场校准是必需的`,只依靠现有的雨量校准设备进行现场校准远远达不到要求,下面针对雨量传感器现场校准中存在的问题进行分析、研究.
作 者：党选发 徐志龙 刘永强 牛玉质 黄蕊 谢万军 Dang Xuanfa Xu Zhilong Liu Yongqiang Niu Yuzhi Huang Rui Xie Wanjun 作者单位：甘肃省气象信息与技术装备保障中心,兰州,730020刊 名：气象科技 PKU英文刊名：METEOROLOGICAL SCIENCE AND TECHNOLOGY年，卷(期)：200836(3)分类号：P4关键词：自动气象站 雨量传感器 校准
现场校准系统 篇5
量子密钥分发(Quantum Key Distribution,QKD)系统能够提供一种物理上安全的密钥分发方式,在国家政府、军队、金融、科研等信息安全领域有着重要的应用价值,因而成为量子保密通信领域的研究热点[1]。
由于传输路径的差异、各路激光器响应时间的不严格一致性,使得QKD系统发送方同一时刻发出的八路光信号在设备出口处会有明显的时间间隔,这会给窃听者提供一定的分析价值,系统存在安全隐患。为了保证QKD系统的安全性,必须对QKD系统发送方的八路光源信号进行时序校准处理,达到任意两路光源信号在时间上不可分辨性,从而使窃听者无法辨别发送方发送的状态信息。传统的QKD光源时序校准方法操作复杂、精度不高,且需要借助于专用的校准设备。因此,开发一套高精度、高效率的QKD光源时序自动校准系统迫在眉睫,并且对加快量子通信产业化进程也有重要意义。
本文使用高精度时间间隔测量芯片TDC-GPX与现场可编程门阵列FPGA,设计了一套能够满足量子密钥分发光源时序校准要求的高精度、高效率时序校准系统。
1 总体设计
量子密钥分发光源时序校准系统以TDC-GPX为核心器件,以FPGA为主控制单元,配以其他外围辅助单元完成整个校准功能,系统总体实现框图如图1所示。系统主要由光电转换单元、信号调理单元、TDC-GPX时间测量单元、FPGA主控制单元、板级通信单元组成。光电转换单元采用PIN光电管分别将同步光、信号光(信号态和诱骗态下各四路)脉冲转换成脉冲电信号;信号调理单元由交流耦合电路、高速比较器ADCMP572、电平转换芯片MC100EPT21组成,最终调理成TDC-GPX能够识别的LVTTL信号;时间测量单元采用德国ACAM公司的高精度时间间隔测量芯片TDC-GPX,将各路信号光相对于同步光的时间准确测量出来;主控制单元选用Altera公司的型号为EP4CE10E22C8N的FPGA,主要完成对TDC-GPX的工作模式配置、数据读写操作及后期的数据处理等;板级通信单元主要通过FPGA实现本校准系统与QKD发送方设备的FPGA、ARM通信。
在主控制单元完成对时间测量单元的初始参数及模式配置后,时间测量单元测出八路信号光相对于同步光之间的时间间隔;主控制单元分别读取时间测量单元中八路信号光与同步光的时间间隔值并进行特定的数据处理,然后将处理后的结果命令帧通过串口下发给QKD发送方FPGA。此FPGA按照接收到的命令帧产生各路延时电驱动信号延迟各路信号对应的激光器发光,经过一次延时调整后,系统自动进行第二次信号光与同步光的时间间隔测量,由主控制单元读取第二次测量结果并进行数据处理后通过串口再次下发延时命令。如此反复,经多次测量、偏差比较、反馈控制后,八路信号之间的偏差值会越来越小,直至八路信号之间时间间隔小于给定技术指标后校准完成,校准完成后主控制单元将最终的校准参数一方面写到Flash存储器中用于保存校准参数,另一方面将校准参数通过串口写入QKD发送方ARM中。
2 关键技术及实现
2.1 前端信号调理
信号调理单元主要由交流耦合电路、高速比较器、电平转换芯片构成,其结构框图如图2所示。
在量子密钥分发系统中,同步光经过光电转换单元输出的信号为差分小信号,共模幅值为1 V,差分幅值为400 m V左右。为了甄别出此小幅值信号,需要通过交流耦合的方式接入高速比较器[2]。为了消除噪声,比较器需要设置一定的滞回比较阈值,设定其值为±20 m V[3],比较器输出的是CML差分信号,通过电平转换芯片将其转换成LVTTL单端信号作为TDC-GPX的输入信号。同步光信号调理电路原理图如图3所示。
图4为经信号调理单元调理前后的波形图,示波器Ch2、Ch3为信号调理前的差分小信号,Ch1为调理后的单端LVTTL信号。
2.2 TDC-GPX模式配置
TDC-GPX采用起停型的测量方式,共有4种测量模式,在本量子密钥分发光源时序校准系统中设置同步光、信号光频率都为100 k Hz;选用TDC-GPX的I模式进行测量,设置信号的输入类型为LVTTL单端输入,TDC-GPX的起始、停止输入信号全部为上升沿触发;设置Start Retrig=1,开启内部再触发,此时测量的是每个停止信号相对于前面最近的起始信号之间的时间间隔;考虑到TDC-GPX的测量精度与芯片内部PLL有关[4],设置与PLL相关的HSDiv=205、Ref Clk Div=128、MTimer=40。
2.3 FPGA流程控制
基于Quartus II平台,通过编写Verilog HDL逻辑代码,实现对整个量子密钥分发光源时序校准系统的自动控制,相应的程序流程图如图5所示。系统上电后,FPGA对TDC-GPX的寄存器进行配置,完成TDC-GPX的初始化;然后FPGA发出指令给QKD发送方设备,使其发出同步光和第1种类型光,当TDC-GPX的FIFO不为空时,FPGA将FIFO中的时间间隔数据读取出来并进行特定的数据格式转换、数据处理;将第1种类型光延时一个固定的时间,关闭第1种类型光、发出第X种类型光(X的初始值为2);逐一判断第X种类型光与第1种类型光的时间偏差Δtx是否小于给定的指标δ,不满足时进行延时调整,直至所有类型光全部满足要求为止;最后将8种类型光对应的延时时间写入Flash,固化到QKD发送方设备的ARM中。
3 TDC-GPX性能测试
TDC-GPX作为整个校准系统的核心器件,其性能的好坏直接决定了校准系统的校准结果,为此进行了TDC-GPX的测量精度及线性度的测试。
3.1 精度测试
时间测量的精度是指在可重复的条件下,对相同的时间间隔重复测量所得标准差的分布,通常取最坏情况的值为测量精度[5,6]。本测试系统通过信号发生器产生两路窄脉冲信号,一路作为TDC-GPX的START信号,另一路作为TDC-GPX的STOP信号,STOP信号相对于START信号的时间间隔可调。
在本测试实验中设置STOP信号与START信号间的标准时间间隔分别为10 ns、20 ns、50 ns、100 ns,对每组标准时间间隔分别进行测量10 000次,测试结果如表1所示,图6给出了标准时间间隔为20 ns时的测试结果数据分布。分析测试结果知,TDC的测量精度小于80 ps,可以满足量子密钥分发光源时序校准的要求。
3.2 线性度测试
在5 ns~9μs的测试时间区间内,抽取12个标准时间间隔进行测试,测试结果如表2所示。采用最小二乘法得出数据拟合方程如下所示:
式中,x为标准时间间隔,单位为ns;y为TDC测量值,单位为ns;曲线斜率为0.999 994,由于所使用的信号发生器自身的精度、测试系统板布线不严格一致等方面的影响[7],测试数据始终存在0.421 848 ns左右的偏差[5,8,9,10]。图7为对应的数据拟合曲线图,从数据拟合曲线图及数据拟合曲线方程可以看出TDC-GPX在整个测试区间内具有良好的线性度。
4 系统应用
将校准系统用于实际量子密钥分发待校准设备中进行校准测试,图8为校准前八路光信号之间的时间关系分布图,图9为校准后八路光信号之间的时间关系分布图。图中幅度较高的为四路信号态信号,幅度较低的为四路诱骗态信号,从图中可以看出校准前的八路信号之间会有明显的时间偏差,而校准后的八路信号之间达到了时间上的不可分辨性,可以满足量子密钥分发系统对光源时序的要求。
5 结论
以TDC-GPX为核心研制了一套量子密钥分发光源时序自动校准系统,对TDC-GPX进行了精度和线性度测试。测试结果表明在整个测试区间内线性度良好,测量精度小于80 ps。将校准系统用于实际量子密钥分发待校准设备中进行校准测试,最终结果表明校准性能良好,可以满足量子密钥分发系统对光源时序的要求。
摘要：针对量子密钥分发终端设备中八路量子态光信号在设备出口处存在固有时间偏差的问题,设计了一套以TDC-GPX为核心的量子密钥分发光源时序校准系统。系统对量子态光信号进行光电转换、信号调理,使用高精度时间间隔测量芯片TDC-GPX分时对调理后的脉冲电信号进行采集,并通过FPGA进行数据处理,调整八路光信号的发光时间,使其满足在时间上的不可分辨性。测试结果表明,系统测量精度小于80 ps,用于实际量子密钥分发待校准设备中的校准性能良好,满足校准要求。
关键词：量子密钥分发,TDC-GPX,时序校准,信号调理,FPGA,高精度
参考文献
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电子式互感器模拟输出校准系统 篇6
电子式互感器和传统电磁式互感器在传感原理和输出方式上均有很大区别,传统电磁式互感器一般输出(电压互感器)、5 A/1 A(电流互感器),模拟输出型电子式互感器(以下简称模拟型电子互感器)直接输出弱电压信号,易于与数字化设备接口,符合数字化变电站发展趋势。由于电子式互感器的专有检定规程还没有出来,只能继续依据传统互感器的检定规程[1,2]来搭建电子式互感器校准系统。随着模拟型电子互感器的应用和推广,规范其性能指标的检验方法和校准系统的建立,在模拟型电子互感器的研制、生产和实际应用中将越来越重要。
本文在传统互感器校准系统的基础上,依据国家电子式互感器标准[3,4],以及电子式互感器的误差理论,提出一种适用于模拟型电子互感器的校准系统。
1 模拟型电子互感器的误差定义
对模拟型电子互感器输出而言,传统PT额定二次电压标准值为100 V,传统CT额定二次电流标准值为1 A、5 A,而电子式电压互感器(以下简称EVT)额定二次电压标准值为1.625~6.5 V,电子式电流互感器(以下简称ECT)额定二次电压标准值为22.5 m V~4 V。这是两者之间最大的差别,从而导致现有的校准系统无法适用于模拟型电子互感器[5]。
以模拟型ECT为例,其电流误差(比值误差)为:ε=(KraUs-Ip)/Ip×100%。其中:Kra为额定变比;Ip为实际一次电流的有效值;Us为模拟型电子互感器输出二次电压有效值。其相位误差为:Φe=(φs-φp)-(φor+φtdr)=(φs-φp)-φor+2πftdr其中:φp为一次相位移;φs为二次相位移;Φor为额定相位偏移;Φtdr=-2πftdr为额定延迟时间(tdr)造成的相位偏移;可见电子式互感器的相位误差和传统互感器最大区别在于,电子式互感器的相位差不仅包含相位误差而且包含额定相位偏移和额定延迟时间[1]。但对于模拟型电子互感器,一般要求额定延迟时间为0,额定相位偏移为0°,所以其相位误差就等于相位差:Φe=Φ=φs-φp。与传统的电磁式互感器误差一致。如图1所示。
因此,其比值误差表达式为:
其相位误差表达式为:
2 校准系统的搭建
传统互感器校准系统由标准互感器、被测互感器和互感器校验仪组成。其中互感器校验仪采用测差原理即把变比相同的标准互感器与被检互感器的二次电流或电压进行比较,将电流差或电压差输入校验仪器进行测量,其中标准互感器器要比被校验仪准确度等级高两个级别以上,校验仪带来的误差不得大于被测互感器允许误差的1/10[3,4]。例如要校准0.2级的互感器,标准器等级必须为0.05级或以上,校验仪带来的误差不得超过0.2%/10=0.02%。
校准模拟型电子互感器需改进校验传统电磁式互感器的校验系统。标准互感器器仍使用标准电磁式互感器。由于ECT、EVT的模拟输出都是小电压信号,所以要通过信号转换装置将标准电磁式互感器二次输出信号5 A或100 V转换为与被测电子式互感器同幅值的小电压信号,再将二者送入校验仪作比较。校验仪依然采用测差原理,由于输入信号为小电压信号,因此校验仪要具有弱电压信号处理能力。校准系统原理图如图2所示。
由图2可知,校准系统中的标准器不仅包括标准互感器而且包括信号转换装置,由于增加了信号转换装置,从而导致标准互感器的选取时需要考虑信号转换装置带来的误差,如校准0.2级的互感器时,根据互感器检定规程要求,标准器准确度必须为0.05级或以上,若信号转换装置的误差为0.02级,则标准互感器的准确度级别必须为0.05-0.02=0.03级或以上,这样才能保证校准系统的整体精度。
电子式互感器校验仪采用测差原理,其精度等级要求同传统互感器校准系统一样。如校准0.2级的互感器时,传统互感器校验仪的精度一般为2级,电子式互感器校验仪同样选取2级的精度,这时校验仪引入的最大误差为:
其中:Ux-Un=0.2%,则:
由于0.01%<(0.2%/10)=0.02%,因此满足检定规程的要求。
由上可知,上述搭建的校准系统能满足模拟型电子式互感器的校验需求。
3 实际应用
某试验室基于现有测试设备:0.02级标准电流互感器、0.02级信号转换装置和2级校验仪,来校验被测产品为0.2级(比值差0.2%、10’)的模拟型电子电流互感器,要求搭建的校准系统整体误差不得大于被测电流互感器允许误差的:标准器误差+校验仪误差=(1/5+1/10)=0.3,即搭建的校准系统最大误差为:0.3×0.2%(被测互感器准确级)=0.06%。
按照上述设备搭建校准系统,已知被测互感器二次电压额定值为4 V,标准互感器二次额定电流值为5 A,标准转换装置为5 A/4 V,被测互感器的输出为4×(1+0.2%)=4.008 V。则额定值下系统最大误差为:标准通道信号在校验仪上读数最小为:4 V×(1-0.02%)×(1-0.02%)×(1-2%)=3.918V,实际误差信号在校验仪上的读数为:4×(0.2%+0.02%+0.02%)×(1+2%)=0.009792 V,那么对于实际误差f0为+0.2%的互感器,校准系统实测最大误差值为:
校准系统的误差为:
基于0.05%<0.06%,从而可知搭建的校准系统满足实际需求。
校准系统中标准器的误差为:0.02%(标准电流互感器)+0.02%(信号转换装置)=0.04%<0.05%;校验仪引入的误差为:0.05%-0.04%=0.01%<0.02%。因此在上述校准系统中,标准器满足比被测互感器高两个准确度等级的要求,以及校验仪引入的误差小于被测互感器1/10的要求,完全满足0.2级电流互感器的校准要求。
4 结束语
依据上述搭建的校准系统不仅在实际应用完全满足模拟型电子互感器的精度测试要求,而且其标准器具均具有可溯源性,但在建立适用的校准系统时,须注意以下两个方面:
(1)选取标准互感器时,必须要考虑信号转换装置带来的误差,两者的准确度之和要高于被测互感器两个级别。
(2)电子式互感器校验仪的引入误差不得超过被测互感器准确度等级的1/10。
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现场校准系统 篇7
为解决以上问题,本文将GPS授时信号用于校准各站点的压控晶振,之后再使用晶振分频得到定时信号来同步各采集站点。这样不仅克服了GPS授时信号易受外界干扰的缺点,也解决了晶振频率随时间漂移的问题,能获得较为理想的同步信号。为了使本地晶振长时间地同步于GPS系统,就需要不断测量GPS授时信号与本地晶振的分频信号的时间间隔[2],再根据测量数据来校准和同步本地晶振。因此,时间间隔测量的准确性是保证频率校准系统工作性能的关键。本文基于FPGA集成度高、高速和高可靠性的特点,介绍了晶振频率校准系统在FPGA中的设计方法。系统的特点是使用FPGA内部进位逻辑构造延迟线来实现时间间隔测量,大大提高了测量分辨率,同时使用FPGA嵌入式软核处理器Pico Blaze对系统状态进行监控,并对测量数据进行滤波处理,充分发挥了FPGA的集成优势。
1 系统设计
1.1 系统实现方案
系统的原理如图1所示,主要由GPS接收模块、FPGA测控模块、D/A转换模块和压控恒温晶振4部分组成。GPS接收模块用于输出标准的1-pps脉冲信号,FPGA测控模块用于测量本地晶振分频信号与1-pps信号的时间间隔,并将所测值在Pico Blaze中进行处理得到晶振输出频率相对于GPS系统的频率偏差,最后将结果作为D/A转换模块的输入得到修正本地晶振频率的控制电压。
1.2 测量原理
时间间隔在FPGA中的测量的原理如图2所示,使用1-pps秒脉冲信号与本地晶振分频得到的100 k Hz信号进行比对,得到的时差即是待测的时间间隔。由于只采样两者的上升沿间的时间间隔,所以用100 k Hz分频信号代替1 Hz秒信号与1-pps比对,可以减小每次的测量值,方便数据处理。需要注意的是晶振相对于1-pps的时差范围必须在100 k Hz信号的一个周期内,即该信号的频率决定了测量量程的大小,可以根据实际测量需要来决定该信号的频率。
图2中T是待测的时间间隔,τ1是计数时钟周期,M是计数器在1-pps信号到来时的计数值,N是计数器在100 Hz信号到来时的计数值,nτ2是由于1-pps脉冲上升沿和计数时钟上升沿不一致所引起的测量误差,这部分误差由内插延迟线来测量。由于100 k Hz信号由晶振分频得到,它和计数时钟同步,所以不会产生测量误差。因此,待测的时间间隔可以表示为:
1.3 延迟线模块的设计
为了在短时间内校准本地晶体振荡器,使之与GPS系统同步,必须提高时间间隔的测量分辨率,在设计中使用了时间内插技术。其基本原理是利用多个延时单元构造延迟线,待测信号在延迟线中的传播信息便可以用来进行时间间隔测量[3]。延迟线的实现主要依赖于内插延迟单元延时的均匀性,内插延迟单元的单位延时决定了时间间隔测量系统的分辨率。在FPGA中实现时间内插,关键是在其结构的基础上利用内部已有资源构造出延迟线[4,5,6]。
在XILINX公司FPGA的单元结构中,为了实现快速的数学运算设置了许多专用的进位逻辑资源。这些进位逻辑的延时很小,而且它们之间可以相互连接组成进位线,可以使用这种专用的进位线作为延迟线来实现时间内插[7]。如图3所示,设计中使用了Spartan-3系列的FPGA中专用的进位逻辑逐个连接组成延迟线,一个进位逻辑由查找表(LUT)、专用选通器(MUXCY)和专用异或门(XORCY)三部分构成。其总体结构上类似一个多位二进制加法器,两个输入的各位分别被置为1和0,进位信号没来时加法器各位均为1。当进位信号到来时就会沿着进位线一级一级地传输,加法器每一位输出值的变化就代表着信号的延迟信息,时钟前沿到达时就可以将这些信息锁存入触发器中。图4是在一个时钟周期的仿真中延迟线单元输出经过的延迟单元的个数,进行直线拟合后的结果为:
所以延迟线单元的测量分辨率约为1/8.257 4=0.121 ns.
1.4 计数器模块的设计
图5简单描述了计数器模块的基本构造。在计数器模块的设计中,使用了Spartan-3系列的数字时钟管理器,主要目的是将晶振时钟信号倍频后作为计数器的工作时钟,保证时钟周期小于延迟线的总延时。根据时序仿真所确定的延迟线单元的测量分辨率及长度参数,将晶振频率倍频为200 MHz。
时钟前沿附近计数器输出为亚稳态,如果1-pps信号恰好在这个时刻到达,便会将错误的计数值锁存。为了解决这个问题,模块中使用数字时钟管理器输出相位差为180°的两路时钟,分别驱动两个计数器同时工作,这样无论任何时刻都能保证其中之一的输出为正确值,之后再对两者进行判断选择。选择信号由延迟线单元提供,通过统计1-pps信号经过延迟单元的个数来确定信号与时钟前沿的时差,然后输出select信号。
两个计数器进行循环计数,每个计数器都连接着两组寄存器,其中一组将GPS秒脉冲信号作为工作时钟;另一组的时钟信号与对应计数器的时钟相连接,且其使能端与100 k Hz分频信号相连。当GPS秒脉冲和100 k Hz信号到来时,便会将计数值送入相应的寄存器组。这样可以充分利用FPGA的全局时钟资源,使相应的寄存器组都使用同一时钟,保证寄存器触发的同步性。此外,使用循环计数的方式也解决了传统起停型计数器由于启动和停止信号不满足建立保持时间而造成计数器输出错误的问题。当1-pps信号与100 k Hz信号的前沿都到达后,中断单元将输出中断信号,用于通知Pico Blaze软核读取测量结果。
1.5 Pico Blaze软核设计
Pico Blaze是XILINX公司设计的8位微控制器软核,可以嵌入到Cool Runner II、Virtex-E、Virtex-II(Pro)和Spartan3(E)的CPLD以及FPGA中,设计灵活方便[8]。Pico Blaze的端口总线提供8位地址(PORT_ID)和读写选通信号,最多可以实现256个输入和输出端口。接口设计如图6所示,Pico Blaze用来接收延迟线模块和计数器模块输出的结果,同时读取异步串行控制器(UART)的数据和状态信息。其中异步串行控制器直接调用XILINX的IP核,与外部GPS模块进行串行通信。
此外,为了实现对测量数据的存储以方便数据处理,Pico Blaze连接了一个FIFO数据缓冲,用于暂存未处理的测量数据。如图7所示,Pico Blaze每个读写操作需要两个时钟周期,此期间地址总线一直处于有效状态,而读写使能信号仅在第二个时钟周期开始有效,所以地址总线上可以连接适当的逻辑电路进行地址解码。
设计中使用四路选通器分别连接计数器模块、延迟线模块和FIFO缓冲的输出,其中因计数器模块中采用16位的计数器循环计数,为了与Pico Blaze输入匹配,须将计数值分两部分接到选通器。异步串行控制器的输出和状态信息分别接到三路选通器,剩余一路连接四路选通器的输出。由于UART和Pico Blaze使用的时钟频率和测量部分不同,为了提高数据传输的可靠性,在选通器之间增加了流水线寄存器。
系统运行时Pico Blaze将对UART状态进行查询,当检测到有GPS串码数据时便开始读取其串码信息。GPS串码信息用于分析当前GPS的状态,如果检测GPS模块已经锁定卫星,则系统开始进行测量和校准工作。
2 测量数据处理
根据测量到的时间间隔数据,按照公式:
可以计算出晶振信号相对于GPS的频率偏差,其中T1和T2分别是测量部分相隔采样时间τ前后输出的时间间隔测量值。根据频率偏差的大小,再结合晶振的压控灵敏度,便可以实现对晶振的输出频率进行控制和修正。但GPS信号在传输过程中容易受到外界影响,GPS模块输出的1-pps信号是一个波动信号,其短期稳定性较差。图8的黑色曲线是使用本系统测量得到的本地晶振相对于GPS系统的时间间隔曲线,使用这些数据计算得到的频率偏差也会受到影响而发生波动,所以不能直接使用。
滑动平均滤波可以用来削弱测量结果受1-pps信号波动的影响。取一组测量得到的时间间隔数列T1、T2、T3、T4、…Tn、Tn+1、Tn+2…;以n作为滑动窗口长度将其中n个测量值求平均,随着窗口移动便能得到新的时间间隔数列P1、P2、P3、P4…。由于1-pps信号包含的是随机误差,所以只要将n取值足够大,随机误差变化趋向于零,这样就能有效削弱1-pps信号对计算结果的影响。
根据式(2)计算频率偏差为:
从式(3)可以看出,计算频率偏差仅仅需要窗口的端点处的测量值而不受窗口内的测量值影响。在实际应用时,计算量很小而且简单,方便使用Pico Blaze软核处理器来实现。Pico Blaze连接的FIFO数据缓冲用来存储滑动窗口中的测量数据。当存储达到预设的窗口长度时,将从FIFO中顺序读取出先前的测量值,配合当前测量值,根据式(3)计算出频率偏差。图8的白色曲线是添加滤波处理后系统输出的时间间隔,对比可以看出滤波对抖动和较大的跳变点都有很好的抑制作用。
本文介绍的晶振频率校准系统利用GPS模块输出的标准秒脉冲信号对本地晶振频率进行校准。本设计基于FPGA内部进位逻辑资源实现了高分辨率的时间间隔测量单元,并配合滑动平均滤波法利用Pico Blaze处理器对测量的时间间隔数据进行实时处理。不仅能够准确地测量本地晶振分频信号与GPS秒脉冲信号之间的时间间隔,而且降低了GPS秒脉冲波动对测量结果的干扰,为校准晶振频率提供可靠的修正数据。此外,系统测控部分完全在FPGA中实现,利于提高测量分辨率,减小系统体积,提高系统运行的稳定性。本系统不仅可以用于大地电磁三维采集站,还可以在其他对频率准确度有要求的仪器中使用。
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现场校准系统 篇8
实际使用中需要调整DAC输出的IQ信号幅度和相位来逼近理想正交特性, 也就是常说的DAC校准。校准通常是基站在生产过程中将某个频点对应的DAC (输出模拟IQ信号的) 幅度和相位差异调整寄存器值写到存储器中。当更换到某个频点时, 就从存储器中读取相应的DAC配置, 来调整IQ平衡, 抑制调制器输出的本振和镜像频率[3,4]。
如果基站的工作带宽很宽, 生产过程中DAC校准会花费很多的时间, 大大影响了生产效率。以200MHz工作带宽为例, 每隔5MHz间隔频点进行一次校准, 每个点校准的时间为15s, 那么一个基站一个通道的DAC校准的时间为10分钟, 如果基站有4个发射通道, 则校准时间为40分钟。并且射频的仪器非常昂贵, 校准设备也大大提高了生产成本。
一、解决思路
为解决上述问题, 本文提出一种用于TDD系统的DAC校准方法, 其结构简单, 摆脱对仪器的要求, 可以有效提高产品生产效率。相应的本文还提供一套可以实现本校准方法的系统装置。本文所述的DAC校准装置包括控制部分、DAC、IQ调制器、滤波放大电路, 功率放大电路, 本振电路。控制部分主要是完成校准时相关的控制操作。DAC完成将数字信号到模拟信号的转变, 输出模拟IQ信号, 并且可以调整IQ信号的幅度和相位。IQ调制器包括输入信号的滤波和调制器本身, 主要是负责将中频模拟IQ信号上变频为射频信号。滤波放大电路将射频信号进行滤波放大, 内部可以是由滤波器和多级小信号放大器、衰减器、功率放大器构成。功率放大电路是对射频信号进一步放大, 并完成功率放大电路的输入功率及功率放大电路输出功率检测, 输出功率值。以下简称功放。本振电路提供IQ调制器工作所需本振信号。
本文所述的DAC校准方法如下:
第一步, 基站上电, 完成DAC默认寄存器配置和功放的配置, 为保护功放, 需要关闭末级功放, 控制部分切断基带信号源。
第二步, 根据基站工作频点, 配置本振频点。
第三步, 读取功放的输入信号功率检测值 (IQ不平衡带来的本振信号) 并与基准值进行比较判断, 如果不满足要求则对DAC寄存器进行重新调整。
第四步, 再次读取功放输入信号功率检测值, 与上一次的值进行比较, 以获得较小的功率检测值。
第五步, 重复第四步, 直到检测值满足要求。
第六步, 控制部分接通基带信号源, 基站恢复正常工作。图1是时分系统中DAC校准的电路架构, 图2是基站上电后的DAC校准流程。
参照图1为时分系统中DAC校准的电路架构。基带信号通过数字中频插值为高速数字IQ信号;DAC将数字IQ信号转换为模拟IQ信号, 并在其内部完成IQ寄存器的默认配置;IQ调制器将中频IQ信号上变频为射频信号;滤波放大电路将射频信号进行滤波放大, 对信号功率进行控制调整;功率放大器内部包含多级功放, 对射频信号逐级放大以达到基站工作要求, 并且功放还具有输入及输出功率检测的功能;控制电路是整个DAC校准系统的核心部分, 它共有四个作用:1) 基站上电后控制数字中频切断基带信号;2) 根据基站工作频点, 设置本振频点;3) 读取功放输入端检测到的本振功率, 并与基准值进行比较;4) 控制DAC寄存器的配置。
本文所采用的发信机IQ不平衡的校准方法, 充分利用基站上电完成之前的空闲时间来进行DAC校准工作。其工作流程可以参照图2, 基站上电后, 获取工作频点来配置本振信号, 提供给IQ调制器。而后控制电路完成基本配置, 包括DAC默认寄存器配置, 功放的配置 (关闭末级功放) , 控制数字中频切断基带信号。基本配置完成之后, 此时从IQ调制器到功放这条链路上只存在因IQ不平衡所带来的本振干扰信号。控制电路读取功放输入端的功率检测值, 与基准值进行比较。如果不满足要求 (功率检测值>功率基准值) , 控制电路调整DAC寄存器, 使输出IQ信号寻求平衡, 然后重新进行功率检测比较, 如此循环直到满足要求 (功率检测值≤功率基准值) 为止, 并将更新的DAC寄存器配置写入到存储器中。
而后控制电路恢复基站工作, 包括完成DAC寄存器的更新配置, 控制功放打开末级功放, 控制数字中频导通基带信号。正常工作过程中需要更换工作频点时, 利用基站配置完成前的空闲时间, 重新进行DAC校准, 由此可以达到实时校准的目的。
二、总结
本文所述的方法利用基站上电完成之前的空闲时间完成, 不占用正常的上电时间, 且不依赖仪表和平台的搭建, 极大的提高了生产测试中DAC校准工作的效率, 且能满足实时校准的要求。本方法在大部分的类似系统中都可以直接应用。
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发射台自台监测系统的调幅度校准 篇9
关键词：自台监测,自台质量保证系统,调幅度,校准方法
自台监测工作是做好广播发射台安全播出工作的重要环节, 是检查和监督发射机播出质量, 杜绝播出事故的重要措施。发射机播出质量一般由各发射台自台和监测台共同监测, 各广播发射台的自台监测工作一般由中控机房进行。
中控机房值班人员通过自台监测设备实时了解全台各技术设备的播出状态, 及时发现由于设备出现故障或人为因素造成的安全播出事故, 并及时通知相关技术人员进行处理, 避免或减少停播时间。
自台监测主要工作是负责对全台发射机播出质量 (播出质量包括广播节目信号有无失真、串音和交流声, 是否停劣播、错播、多播等现象) 、发射频率、频偏、调幅度、功率、语言、天线、方向、开关机等进行全面监测。
目前, 国家新闻出版广电总局下属各发射台站统一在用的自台监测系统是由石家庄泰顺公司生产的ST—c2000D型自台质量保证系统, 其部分硬件设备安装在各发射机房, 通讯服务器、Web服务器、数据库服务器设备安装在中控机房设备间, 监测终端安装在中控机房值班大厅。
ST—c2000D型自台质量保证系统是一套全面综合、自动化监测系统, 可以实现对广播发射机所播出频率的发射功率、播出频率、调幅度、实际频偏等指标的实时测量和故障报警。
其中, 调幅度监测由工控机通过RS-232串口控制中短波TS-j06调幅监测接收机获得。TS-j06型接收机选用了目前国际最先进的芯片 (DDS、DSP) , 通过解调和频率跟踪技术直接获得发射机实际播出的高频信号电平值、瞬时调幅度值和频偏值。
每一部TS-j06型接收机对应一副天线。从发射机房高频室的天线馈筒采样的高频信号进入高频信号测频器内, 通过功分器把采样信号分成三路, 一路送到高频信号测频板, 第二路送入高频信号处理板, 第三路接入高频信号均衡器机箱, 将高频信号进行合理衰减后通过天线输入端为TS-j06型接收机送入信号。
数据采集终端的所有信息均由RS-232串口通过TS-j06型接收机获得用于测量的功率电平、调幅度、频偏、信号电平等;数据采集终端可通过采集TS-j06型接收机提供的数据, 比对广播节目运行图, 自动判断是否是播出事故并在自台质量保证系统监测终端进行告警提示。
满调幅工作是广播发射台“三满”播出的关键环节, 调幅度监测标准是每部发射机语言节目1min内调幅度最大值应大于90%, 多数时间调幅度保持在70%以上, 音乐节目3min内调幅度最大值应大于80%, 多数时间调幅度保持在30%以上。为了保证调幅度监测的准确性, 防止自台质量保证系统误报警, 需对自台质量保证系统调幅度数据进行定期校准, 一般为一季度校准一次, 由发射机房和中控机房共同完成。
具体自台质量保证系统调幅度校准方法如下:
1) 由发射机房将示波器与发射机射频输出RF相连;2) 在音频处理器上调整输出模式为Sine;3) 发射机给天线加高压;4) 给发射机送单音周信号, 调整音频处理器使调幅度显示达到100%, 调整音频处理器调幅度衰减量使由示波器测出的调幅度为100% (调幅度计算公式 (a-b) / (a+b) ×100%) ;5) 中控机房查看自台质量保证系统调幅度是否为100%, 如误差超过5%, 调整TS-j06调幅监测接收机参数进行校准;6) (以某发射台丙机房发射机为例) 中控机房远程连接丙机房质量保证系统采集终端, 打开D:采集终端软件V6.5.8.0Rec Info;在Rec Info文件中调整Modu Gs的参数值。首先确定天线对应的接收机编号REC (301#天线对应REC1、302#天线对应REC2、303#天线对应REC3、304#天线对应REC4、305#天线对应REC5。) , 修改对应REC中, 相应频段的Modu Gs参数值。在Rec Info.ini记事本中有一组调幅度校准数据 (Modu Gs=0, 0, 1, 0, 0, ) ;0, 0, 1, 0, 0, 为不加校准的原始数据, 如果接收机调幅度数据误差偏大, 可以把校准数据复原为0, 0, 1, 0, 0, 使用标准信号进行测试。适当增加第4个参数的值, 对应天线频段内的调幅度值将增大;7) 依次改变发射机调幅度的大小, 依次使信号源输出调幅度0、30、50、80、99等的调幅信号, 依次校准;8) 以上过程结束后, 发射机房恢复发射机正常播音模式, 中控机房重启自台质量保证系统软件, 完成自台质量保证系统调幅度校准过程。