电流振荡 篇1
在开关电源的时钟产生电路中,常用到电流控制振荡器。在传统的电流控制振荡器中,元件参数确定后,振荡器输出频率固定不变[3],不能满足时钟信号和驱动信号可变的需求。
文中振荡器通过对电容充放电产生锯齿波,经过迟滞比较器实现矩形波输出。根据外接电阻大小确定电容充放电电流,通过调节外接电阻大小,设定振荡输出波形的频率,实现频率在660kHz～4.15 MHz范围内可调。具有很强的实用性。
1 电路结构及原理分析
1.1 电路原理
振荡器电路的基本原理图如图1所示,包括电流产生电路、迟滞比较器、恒流源充放电回路、控制电路四部分。
该电路利用带隙基准源与外接电阻产生精确电流I0,采用电流镜产生镜像电流I1、I2,通过电流I1对电容C进行放电,通过电流I2对电容C进行充电,从而形成了一个振荡周期。
电路工作原理:通过V-I变换电路产生充放电电流,当电容电压低于比较器正向阈值电压时,电流源I2开始向电容C充电,使电容电压升高,超过正向阈值电压时,比较器电压状态转换,电容C通过M16放电。电路如此循环工作,便在输出端产生振荡信号。
1.2 振荡器电路分析
图2是图1振荡器原理图的具体实现电路。由于在集成电路中不易直接实现精确的电流源,所以先产生一个精确的参考电压Vref,然后通过一个V-I变换电路,产生两个精确的充放电电流:I1和I2。图2中的电阻Rt是外接的精密电阻,电路中M1～M9构成的运算放大器将A点箝位在参考电压Vref,因此流过Rt的电流为:
M12与M10、M17与M13以及M14与M10组成三组电流镜[4],如果M12与M10、M17与M13以及M14与M10的宽长比分别是(W/L)12/(W/L)10、(W/L)17/(W/L)13和(W/L)14/(W/L)10,则充放电电流I1和I2可表示为:
M19～M29构成迟滞比较器,在以往的比较器电路中,一般单级增益不高,并以牺牲输出电压范围来提高增益,进而不能达到满幅度输出,导致电路性能不好[5]。本设计的比较器电路采用三级放大,第一级是差分输入级将双端变单端输出,M21和M22作为输入对管,M23和M24作为电流源负载;第二级为CMOS共源放大器,由M26和M27组成;第三级为推挽式CMOS单级放大器,由M28和M29组成,由于CMOS反相器作为输出级,所以能达到满幅度输出。迟滞比较器在开环条件下工作,因此不需要考虑放大器闭环稳定工作的频率补偿问题。
如果输出初始状态为低电平,M15导通,M16截止,电流经过M14、M15对电容C充电,由于电流恒定不变,所以电容两端的电压线性上升,同时由于比较器输出为低电平,使得M25截止,比较器的负向输入端电压被箝位在正向阈值电压VOH,其中:
当电容C两端的电压超过了正向阈值电压时,比较器输出变为高电平,M16导通,M15截止,电容C经过M16、M17放电,同样电容两端的电压亦线性下降;又因为M25导通,比较器负向输入端电压被箝位到负向阈值电压VOL,其中:
1.3 输出频率计算
振荡器信号的频率由恒定电流源对电容的充放电时间决定。
放电时间:
充电时间:
分析式(6)和式(7)可知,改变k1、k2的值可以调整电流I1和I2的大小,从而改变充电时间和放电时间,达到设定占空比的目的。
输出振荡信号的周期就是电容C的充电时间和电容C的放电时间之和,因此输出频率为:
分析式(2)、式(3)和式(8),通过控制外接电阻Rt的大小,改变电流I1、I2的大小,实现调节振荡器频率的功能。
2 仿真结果
根据上面的分析结果,基于0.5μm标准CMOS工艺模型,利用HSPICE对电路进行模拟仿真。在模拟仿真过程中,各器件的参数有所优化。电路输出波形如图3所示,其中VDD=5 V,Rt固定150 kΩ不变,放电电流I1等于充电电流I2,故输出占空比为50%的方波。
图4为输出频率与电阻Rt的关系曲线,其中VDD=5V,Rt从50kΩ变化到750 kΩ,振荡器输出频率由4.15 MHz变化到660kHz。因此,本文提出的振荡器很好地实现了频率可控。
3 结论分析
利用内部基准源和外接精密电阻调节电容的充放电电流,在5 V电源电压下,经过比较器电路作用后,上升时间和下降时间非常小,使产生的输出振荡波形更接近理想矩形波;通过调节外接电阻大小,设定振荡器输出波形在频率范围660kHz～4.15 MHz内可调,实现了一种结构简单的电流控制振荡器。
参考文献
[1]Yeong Tsair Lin,Mei Chu Jen,Wen Yaw Chung,et al.A monolithic buck DC - DC converter with on chip PWM circuit [J].Micro- electronics,2007,38(8-9):923-930.
[2]YU Shu Huan,CHEN Yi Ming,GUO Wei Dong,et al.A digital trim controlled on-chip RC oscillator[A].Proceedings of the 44th IEEE 2001 Midwest Symposium Circuits and Systems[C].2001:882-885.
[3]孙嘉兴,于晓鹏.一种简单的电流控制振荡器[J].辽宁大学学报(自然科学版)2008,35(1):21-23.
[4]BEHZAD RAZAvI.Design of analog CMOS integrated circuit [M].New York:McGraw Hill,2001:135-139.
电流振荡 篇2
关键词：振荡器；开关电源；锯齿波振荡器；基准电压
近年来，开关电源芯片被广泛应用于通信电子产品的电源供电系统。目前，开关电源主要采用PWM控制电路，锯齿波振荡器是PWM控制电路的核心功能部件。在电源电压、温度、工艺和环境负载变化或者漂移的条件下，要求振荡器能够产生频率稳定的信号输出。许多锯齿波振荡器虽然具有稳定性好、精度高的特点，但受环境温度和电源电压影响较大，基于以上要求，本文设计一种锯齿波产生电路。
1 电路结构及原理
1.1 电路整体框架及原理
图1为RC振荡器的原理图。本文提出的锯齿波振荡器主要由三部分构成，一部分是基准产生的电流I1和I2，一部分由电容C和开关K1、K2组成，最后一部分是控制电路。
该电路利用基准源产生的电流I1对电容C进行充电，利用电流I2进行放电，从而产生对开关K1和K2的控制信号。
产生脉冲的工作过程如下：假设输出信号Um为低电平，使开关管S1导通，S2关断。这时电流I1对C进行充电，使a点电压Ua升高，经过控制电路作用后，使输出信号Um变为高电平；然后，Um使开关管S1关断，S2导通，电流I2对C进行放电，使a点电压Ua降低，输出Um又变为低电平。电路如此反复循环工作，便在输出端产生振荡信号，Ua是产生的锯齿波信号。
1.2 具体电路设计实现
振荡器实际电路结构如图2所示，其中Uref引脚输入的是来自带隙基准的参考电压，Um是输出给后级的最大占空比信号，Uout是所要求的锯齿波输出信号。
图1中的开关S1、S2分别由PMOS管VT4和VT5代替。因此，图1中的倒相器在具体电路中便不需要实现。在集成电路中不易直接实现精确的电流源，所以先产生一个精确的参考电压Uref，然后通过一个U-I变换电路，产生两个精确的充放电电流I1和I2。图2中的电阻R是外接的精密电阻，电路中运放将B点电位钳位在参考电压Uref，因此流过R的电流为
假设振荡器输出信号Um初始值为低电平，VT4打开，VT5关断，电流通过VT4流到电容，电容进行充电。此时Ua低于VH，COMP1输出高电平，Ua高于VL，COMP2也输出高电平，Um保持低电平。直到C的电压上升到高于VH一点，COMP1输出低电平，使得Um翻转为高电平。此时VT5打开，VT4关断，电流通过VT5，电容C通过VT6支路进行放电，逐渐减小。直到C的电压降低到低于VL一点，COMP2输出低电平，Um翻转为低电平。电路如此循环，在输出端产生振荡信号。
如图3所示，门限电压是由Uref1对Uref2产生，Uref1对Uref2是来自基准模块的电压，不随温度和电源电压变化，所以VH和VL基本保持恒定。
1.3 输出频率的计算
不同的充放电电流决定了输出高低电平的不同脉宽，所以决定了方波信号的占空比。具体原理如下：
在一个充放电周期内设电容的充电时间为Tr，放电时间为Tf，电容充放电的周期为Ts，由电容的电流公式：
从而 Ts≈Tr
得到锯齿波的下降沿近似垂直。通过调整电容C或者R的大小，可以得到预期的锯齿波振荡周期为Ts=7.6μs，即振荡器的周期为132kHz。其中VH和VL都是由基准电压而得到的，故不随外界条件变化，从而使振荡频率不受电源电压和温度的影响而维持恒定。
2 仿真结果与分析
此电路采用TSMC 0.5μm工艺实现，用Spectre进行仿真。在5.8V电源输入，27℃环境温度下，图4是振荡器产生的锯齿波信号以及最大占空比输出信号，由仿真结果可知锯齿波的频率精确控制在132kHz，且上升沿线性度好，下降沿陡峭，最大占空比达。
表1给出了振荡器在不同电源电压和温度下的振荡周期仿真结果，由表格所示结果可知，振荡频率最小为129kHz，最大为135kHz。频率漂移范围在±3%内，可见频率随电源电压和温度变化的影响较小，振荡器的精度较高。
参考文献
[1] 刘恩科，朱秉升，罗晋生。半导体物理学。电子工业出版社，2003.
[2] 毕查德.拉扎维。模拟CMOS集成电路设计【M】。陈贵灿，程军，张瑞止，等译。西安：西安交通大学出版社，2003.
[3] 张占松，蔡宣三。开关电源的原理与设计(修订版)。北京：电子工业出版社。2006. 81-86.
[4] Lei Zhang，Zhiping Yu.An Improved Sawtooth Oscillator and its Application in On-Chip Femto-Ampere Current Monitoring [J].IEEE J Sol Sta Circ，2006，21(6):2073-2075.
电流振荡 篇3
恒电位下铜电极电流振荡的延时控制?
采用铜电极的阳极溶解作为研究对象,开展电流振荡的延迟控制方法的研究.调节控制信号中延迟时间及控制系数的大小,延迟时间对电流影响作用明显,观察到周期变长和变短的结果,小延时下振荡周期变大,大延时下周期变小.延时控制也使振荡的.波形产生明显的变化,并使原有的周期振荡呈现出混沌振荡.控制系数对振荡产生不同的影响,呈现出波形分裂、混合振荡等现象.控制系数加大时,这种峰的分裂变得更加强烈,阳极溶解电流产生了混沌振荡.控制后的振荡频率与原有频率有简单的比例关系.文中对延迟控制产生特定波形的机制进行了分析和讨论.
作 者：李学良 鲁道荣 何建波 王华林 作者单位：合肥工业大学化工学院应用化学系,合肥230009 刊 名：物理化学学报 ISTIC SCI PKU英文刊名：ACTA PHYSICO-CHIMICA SINICA 年，卷(期)： 18(3) 分类号：O643.1 O646.54 关键词：铜 阳极溶解 电流振荡 混沌 延迟控制