IGBT串联 篇1
在电力有源滤波器、高压微型电网系统和高压变频器等应用场合中, 电压应力很高, 现有单个IG-BT难以直接作为开关器件进行电能处理, IGBT串联方法的研究具有重要理论和实用价值。另外, 在合理选择和设计串联方案时, 用两个较低耐压IGBT串联代替单个相同工艺下较高耐压的IGBT可获得更好的开通、关断特性[1]。
IGBT串联的实现主要需要解决静、动态均压问题。导致IGBT电压分配失衡的主要原因有:IGBT自身参数差异, 驱动信号不同步和辅助电路及元件的影响。文献[2]所介绍的主从控制均压方法和文献[3]所提出的跟随参考均压方法对采样电路和集成控制电路精度与速度要求很高, 电路复杂, 可靠性低。驱动端RCD主动均压方案[1,4,5]电路结构较为简单、均压效果较好, 但该方案不适宜做成集成电路, 其辅助电路中的电容减慢了IGBT的开关速度, 同时电阻则增加了损耗。变压器耦合驱动均压法[6,7]能有效抑制由于驱动信号不同步而引起的电压不均衡, 但对其他原因所引起的电压失衡不起作用, 并且变压器为非标器件, 制作复杂且难以集成, 在多管串联时, 由于相邻两个IGBT的驱动端之间均需接入变压器进行耦合, 结构复杂、体积较大。
本文提出了一种新颖的具有良好动态均压效果的IGBT串联电路, 并且由于不含磁性元件和大电容, 易于做成集成电路形成规模生产, 将串联IGBT及其辅助电路做在同一衬底上有益于减小IGBT特性差异和提高电路工作的可靠性, 该电路外部仅需提供单路驱动信号便能控制各个IGBT的开关动作, 降低了驱动电路的复杂性和成本。
2 电路原理与特性
本文所提新型IGBT串联电路 (包含测试电路) 如图1所示, udr1为开关结构的外部驱动信号, Ucc为外加直流电源, D2、C3构成自举电路, C2、T2、C3、Rb、Rg_on2和ZD2构成Q2的同步开通驱动电路, C1、T1、Rg2和Rg_off2构成Q2的加速关断电路, ZD1用于钳位Q1的集射极电压, ZD4、D3和R1构成Q2的过压保护电路。
由于做在同一衬底上的IGBT一致性较好, 且为了分析方便, 本文假设IGBT开关Q1、Q2特性相同。且取Rg1=Rg_on2=Rg_off2=Rg。
2.1 开通过程分析
开通过程中, 所提IGBT串联电路的关键参量波形如图2所示。
稳态工作条件下, 新型双IGBT串联电路开通过程如下:
t0之前:Q1、Q2均处于关断状态, Q1、Q2集-射极电压uce1、uce2分别为稳压管ZD1的钳位电压值UZD1和 (Udc-UZD1) 。
[t0, t1]:t0时刻, Q1驱动信号udr1由低电平变成高电平, 由于电容C2的耦合作用, udr1同时驱动开通三极管T2, 电容C3经三极管T2和电阻Rg_on2对Q2栅极进行充电, Q1、Q2栅-射极电压uge1、uge2同步上升。
[t1, t2]t1时刻, uge1、uge2基本同时升至IGBT门槛电压UT, 此后Q1、Q2集电极电流ic1、ic2开始进入上升阶段。
[t2, t3]t2时刻, 二极管D上的反向恢复电流达到峰值, ic1、ic2也随之达到峰值。此后uce1、uce2开始下降, uge1、uge2在D反向恢复过程结束后出现密勒平台。电容C1、C2电压跟随uce1而下降, 放电电流经Q2栅极经Q2反向传输电容Cres先后流入Q2和Q1的集电极, 设计C3电压与T2饱和集-射极压降之差为Ug, 由IGBT栅-射极电压值与实际流入集电极电流大小的关系, 可求出平台电压Uger1、Uger2:
式中
其中, gfe为IGBT跨导;Coes为IGBT输出电容。
uce1和uce2处于下降阶段时, 由于电容C1、C2及IGBT相关寄生电容的放电作用, ic1和ic2大于负载电流IO。
[t3, t4]t3时刻, uce2下降为正向导通压降, uge2在电容C1、C2和C3的作用下继续上升。
[t4, t6]t4时刻, uce1下降为正向导通压降, 此后uge1重新进入上升阶段, 而uge2则在C3作用下继续上升, uge1和uge2分别于t6和t5时刻基本升至驱动电压幅值Ug。
2.2 关断过程分析
关断过程中, 所提IGBT串联电路的关键参量波形如图3所示。
稳态工作条件下, 新型双IGBT串联电路关断过程如下:
[t0之前]:Q1、Q2均处于导通状态, uge1=uge2=Ug, ic1=ic2=IO。
[t0, t1]:udr1由高电平变成低电平, uge1逐渐下降, 此段时间内Q1、Q2依然处于通态。
[t1, t2]:该阶段中Q1工作于有源区, uce1上升, uge1保持为Ugef1不变。C1、C2处于充电状态, 三极管T1开通, Q2输入电容经三极管T1和电阻Rg_off2所构成的支路放电, 加快Q2栅极电荷释放速度。由于C1、C2与Q1相关寄生电容的分流作用, ic1、ic2均略有减小。平台电压Ugef1可表示为:
[t2, t3]:在t2时刻, uge2下降至平台电压Ugef2, 此后uce2上升, Q2工作于有源区, 平台电压Ugef2可表示为
式中, UT1_ec为T1射-集极饱和压降。
[t3, t4]:t3时刻, uce1幅值几乎等于UZD1, 此后ic1开始减小, ic2与ic1的电流差值流过Q2栅极和稳压管ZD1, uce2继续上升, uge2和ic2均有所下降。
[t4, t5]:t4时刻, Q1与Q2集-射极电压之和升至Udc, 此后uge2在ic2与ic1差值作用下下降, ic2跟随uge2而下降。
[t5, t10]:uge1和uge2分别在t5和t6时刻降为UT, Q1和Q2相应进入拖尾电流阶段并分别于t9和t10时刻结束, 在t7与t8时刻, uge2与uge1分别降为零。
稳压管ZD1控制了Q1与Q2在关断结束时刻的电压分配, 由于此时两IGBT承受电压未必相同, 且实际器件特性存在差异, Q1和Q2的集电极漏电流不相等。若Q1漏电流较大, 则uce1减小, 此时T2在C2的驱动作用下开通, C3重新对Q2栅极注入电荷, Q2趋于导通, 集电极电流增大至与Q1漏电流相等, 因此uce1变化量很小;若Q2漏电流大于Q1, 则多余的漏电流经ZD3流入ZD1, uce1保持不变。为了保证串联IGBT高可靠性, 可于Q2集电极与发射极之间并联电阻以等效提高Q2集电极漏电流。
3 仿真分析
应用仿真软件PSPICE在500V输入、1000V/10k W输出的电感电流连续模式 (CCM) Boost DC-DC电路环境下对所提电路进行原理仿真。开通和关断过程的仿真波形如图4所示。
由图4 (a) 可看出Q1、Q2几乎同时开通, 开通过程中IGBT集-射极所出现的电压尖峰很小。
4 硬件实验
将新型串联电路应用于交流480V输入、800V/500W输出的CCM Boost功率因数校正 (PFC) 变换器中进行实验测试, 所选用的控制芯片为UCC28019A, 串联结构的IGBT选用IR公司生产的IRG4PC30W, 耐压为600V, 硬开关最高工作频率为150k Hz, 选取C1=C2=47p F, C3=2.2μF, UZD1=400V, T1选用8550, T2应选用高放大倍数的三极管, 本实验中以两个NPN三极管2N4401连接成达林顿结构代替。
图5给出了开关过程中, Q1栅-射极驱动电压uge1与总集-射极电压 (uce1+uce2) 的实验波形。图6给出了开关过程中两IGBT栅-射极驱动电压与各自集-射极电压波形, 由于Q2发射极电位高频高压跳变且uge2电压等级较低, 实验测量所存在的误差较为明显, 所测波形中uge2的上升下降过程出现的过冲电压实际并不存在。
5 结论
本文提出了一种新型IGBT串联电路, 分析了该电路的工作过程, 应用仿真软件PSPICE进行原理仿真, 构建硬件电路进行实验研究, 由计算机仿真和硬件实验结果均可看出所提方案具有良好静态分压和动态均压效果, 开关特性良好。
参考文献
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