PWM开关电源 篇1
关键词：PWM比较器,失调电压,开关电源
引言
随着科学技术的迅猛发展, 电器设备日新月异, 趋向小型化、低功耗、高效率, 使开关电源需求日益增大, 对电源的要求越来越高。
开关电源采用功率半导体器件作为开关, 通过PWM控制开关的占空比来调整输出电压。根据定频控制方式分为电压型和电流型P W M控制, 由于电压型P W M控制方式具有结构简单、易于实现等优点被广泛应用。图1所示是电压控制型开关电源的原理图, 其中虚框部分是控制芯片内部结构。
从图中可以看出, 控制芯片有一个采用PWM调制法的电压闭环反馈, 将电压误差放大器放大后的直流信号与恒定频率的三角斜波进行比较。根据脉宽度冲调制原理, 得到需要的一定占空比脉冲宽度, 推动开关功率管的开与关, 经变压器耦合后得到恒定的输出电压。控制芯片的核心电路是PWM比较器, 脉冲宽度调制信号就是由PWM比较器产生。芯片的控制速度、效率、功耗很大程度上都是由PWM比较器决定。文中设计并实现了一种新型高性能的开关电源电压型PWM比较器, 具有较低输入失调电压、转换速率快、较低功耗和波形更陡。
图2是电压型PWM比较器工作波形, 输入三角波接在比较器的反向输入端, 误差放大器的输出信号送至比较器同相输入端, 经放大后输出PWM信号。
P W M比较器电路设计
设计的PWM比较器电路原理图如图3所示。集成电路对比较器的性能要求是从响应速度、输入失调电压、功耗和面积几个方面来考虑的。
电路中VC为控制信号, 是比较器的同相输入端;VOS为振荡器产生的锯齿波信号, 是比较器的反相输入端;Vb作为电路中的偏置信号, 提供差分对管的偏置和有源负载;最后经过反相器输出脉冲宽度调制信号V0。图3中三个电容是为计算延迟时间画出的等效电容。
该电路用两个尺寸完全一致的具有低驱动电流能力的PMOS管作为差分输入管, 它们分别控制两个NMOS管M9和M10, 当VC电压值较低时, M10的栅电压较高, M9则处于临界导通状态, 所以V0输出高电平。图中M8是为了防止M9栅电压过高时电流过大所设置的。该电路是双端输入转单端输出的放大电路, 经差分放大后输出的微弱信号, 由于信号弱, 输出电压摆幅小, 加入了共源共栅放大电路, 末级反相器是为了增加电路的负载能力。
系统输入失调电压
电路的输入失调电压是元器件参数值的不相同造成的, 其中主要是两个输入管阈值电压、导通电阻等区别产生的。为了减小工艺误差对电路性能的影响, 两个输入PMOS管的面积需要做得很大, 来补偿掺杂浓度、沟道调制效应、氧化层电荷密度等因素起伏的影响, 本电路中采用输入PMOS管的宽长比为300µm/6µm。
对系统输入失调电压的推导, 假设电路完全平衡, 即Vp的输入能以和Vn输入相同的方式传送到输出端。所以, M6、M7管完全匹配, M9、M10流过M5的电流被平分流过M6、M7。即:
根据M9和M5尺寸比, 可得M9的电流。同理, 可得M10电流, i10电流按M16和M4尺寸比镜像到i16。即:
由平衡条件可知, i16=i15, i5=2i10
考虑沟道调制效应可得系统增益:
从上面公式可见, 在工艺参数一定的情况下, 增益和失调电压成反比, 这就要求从几个方面综合考虑。相比之下, 90倍的增益就已经满足需要了。为了减小输入失调电压, 可以缩小M6的宽长比。
经仔细调整各个MOS管的宽长比, 综合仿真检测, 系统失调电压仅为0.118mV。
比较器速度
电路的反应速度与输入信号差的绝对值有关, 该绝对值越大, 反应速度也越快。该反应速度还与偏置电压有关, Vb电平很高时, 差分对管流过的电流越小, 对后级MOS管栅电容充放电的速度越小, 比较器的反应速度降低。当Vb电平很低时, M11的偏置电压也较低, 同样比较器的反应速度要下降。
比较器速度是由给寄生电容和电路电容充放电电流大小确定的。图3画出了比较器的主要寄生电容。C1是由M2与M4的漏扩散区造成的总耗尽电容;C2是由耗尽电容C1和栅源电容Cgs组成。
比较器的传输延迟主要是由三级延迟构成, 第一级延迟是VDO从静态工作点跳变到第二级跳变点VTRP2所用时间。假设驱动第二级器件在跳变过程中大部分时间处于饱和区, 近似认为有一恒定电流驱动寄生负载电容。求得第一级延迟为:
第二级的延迟是在第一级延迟时间结束时输出一个阶跃变化的信号, 从输出任一电源跳变到下级跳变电压的时间计算出来, 因而确定第二级输出速度。求得第二级延迟为:
同样, 第三级的延迟是由输出反相器产生的, 延迟时间的计算主要是根据输入电压上升到50%与输出电压下降到50%的时间延迟。
因此, 电路的总延迟为:∆T=∆T1+∆T2+∆T3
电路的功耗
电路的功耗不仅与偏置信号Vb的电平有关, 还与两个进行比较的信号电平值有关, 具体为Vb电平越低, 电路功耗越大;输入的两个信号电平越低, 电路功耗也越大。
仿真结果分析
根据以上的分析和计算, 本文采用1.2μm CMOS工艺的HSPICE模型参数, 对该电压型比较器性能进行了几个参数的仿真, 电源电压为3V。在仿真开始时, 所有器件都取其最小值, 仿真过程中, 根据需要和电路功能参数来调整。先确定i7之后, 逐一调整M6和M7来满足输出电压摆幅, 使器件工作在饱和状态。
根据图3, P W M比较器的正端输入是1MHz的锯齿波信号, 要求在-3db时频宽要大于1MHz。调整后经仿真得到PWM比较器小信号仿真波形, 如图4所示。增益达到了80db, 在-3db频宽接近1MHz, 截至频率大于100MHz。
在图3中, 加入差分对管可提升转换的速率, 加快比较器的翻转。在输出3V时, 上升时间约4ns, 下降时间约5.5ns, 完全满足在1MHz工作频率的高性能要求。
图5是调整后整体电路的输出仿真波形图, 从仿真输出波形图中可以看出, PWM波形较陡峭, 稳定性好, 尖峰小, 电路总功耗仅有618µW。
结语
通过对整个P W M比较器总体电路结构分析和计算, 采用多路电流源代替传统的电阻负载, 输入采用差动放大电路, 结合开关电源的最新设计技术, 设计出一种新型开关电源电压型PWM比较器。该电路可以作为一个模块电路直接运用在开关电源的电压型控制芯片设计中, 提高设计芯片的整体性能和系统集成化。设计的电路在1.2µm CMOS工艺下实现, 仿真结果表明, 电路各项指标达到了预期的要求。
参考文献
[1]. 师娅、唐威, 一种电流型PWM控制芯片的设计, 微电子学与计算机, 2007.8
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[3]. Phillip E.Allen. CMOS ANALOG CIRCUIT DESIGN [M] USA:Oxford University Press, 2002
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PWM开关电源 篇2
PWM整流器具有交流侧电流谐波含量小,功率因数高等突出优点,因而在AC /DC功率变换中得到了广泛应用[1]。静止坐标系下电量转换到旋转坐标系中会在dq轴之间产生交叉耦合,对这种耦合的适当处理甚至消除一直受到人们的关注,并对此研究和开发了许多控制算法。
目前大多数PWM整流器都采用数字控制器,且大多采用传统电流离散控制器的设计方法,该方法已经被广泛应用并且被证明在多数场合都是适用的。然而在采样频率低时,用这种方法设计的控制器误差很大,甚至连系统的稳定性都不能保证[2-4]。目前随着PWM整流器越来越多地应用在高压大容量的场合,由于受到开关器件开关损耗及散热的限制,要求开关频率一般在几百赫兹左右,这也需要设计出性能更好的离散控制器。
文献[5]针对开关频率降低时,整流器dq轴耦合严重的问题,设计基于复矢量的电流调节器,实现了网侧电流的有效解耦。然而其未考虑离散调节器的设计问题。文献[6]在低开关频率时采用多模式PWM法,优化了低开关频率时的电流波形,且能提高系统的动态响应和可靠性,但未考虑低开关频率下控制对象离散模型建立以及低开关频率下PWM环节的延迟对系统影响的问题。
本文基于离散化系统设计理论,建立了PWM整流器的离散化模型,在此基础上直接设计离散电流控制器。文中分析了几种离散电流调节器的性能,并进行了相应对比。研究结果表明,离散化模型的特性更接近实际系统,所设计的电流调节器性能更为优越。
2 PWM整流器数学模型
整流器离散时间域的精确建模对离散电流调节器的设计至关重要。电流采样和电流调节器输出要每隔一个采样周期Ts更新一次,在更新后的一个周期内,调节器的输出均等于前一次的计算值,所以在调节器后具有零阶保持功能。将整流器传递函数转换到离散时间域的经典做法是将整流器看成一个单位增益,即理想的零阶电压保持器,其传递函数
为[7]
连续时间域内的PWM整流器复矢量结构图如图1 所示。考虑电网电压为一个恒定扰动,由图1( a) 可得整流器在静止坐标系下的传递函数,用复矢量( fαβ= fα+ jfβ,fdq= fd+ jfq) 表示为
根据离散控制理论[8],将控制对象和零阶保持器看作一个广义控制对象,对其进行离散化。由式( 1) 、式( 2) 计算得静止坐标系下整流器的离散数学模型为
其中,Ts为采样周期。根据坐标变换的原理,静止坐标系和同步坐标系有如下关系[7]:
将式( 3) 转换为差分方程
根据式( 4) 对式( 5) 进行旋转变换,可得旋转坐标系下的差分方程为
整理得整流器在旋转坐标系下离散数学模型为
另外,从电流采样到电流调节器输出交流侧电压指令之间有一个延迟过程,一般考虑该延迟为一个采样周期,静止坐标系下其传递函数为z- 1。通过坐标变换,该延迟在旋转坐标系下表示为
考虑控制延迟,由式( 6) 、式( 7) 得整流器的离散数学模型为
3 电流调节器设计
数字控制器的一种主要设计方法是首先设计连续控制器,然后将其离散化。连续控制器的离散化实际上是一种近似化处理,这种近似化处理会引起整个系统性能的下降。传统离散化方法只考虑系统在采样时刻的特性,而没有考虑全部信息,因而离散化所引起的误差较大,即对性能影响较大。图2 为基于离散电流调节器的电流内环框图,文中三种电流调节器的设计均基于该框图。
3. 1 不考虑延迟补偿的离散时间域同步坐标系PI设计
在同步坐标系中,给定信号为直流信号或常量时,控制器采用PI调节器即可保证系统无稳态误差。采用传统离散化设计方法设计调节器,其中离散化方法采用双线性变换法[8],则传统的PI调节器可离散化为
由图2 可知,闭环传递函数为
根据图3 的特征值分布,考察该控制器随着开关频率变化( 5k Hz ~ 500Hz) 的情况。可以看出随着开关频率的降低,系统稳定性变差。
3. 2 复矢量PI离散电流调节器设计
根据文献[5],基于复矢量条件下设计的电流调节器和传统调节器相比,能在开关频率低的时候dq轴仍然有效解耦。由图1( b) 可得旋转坐标系下的整流器数学模型用复矢量表示为
根据式( 11) ,不考虑延迟时连续域内复矢量PI电流调节器为
采用双线性变换法对式( 12) 进行离散化,同时通过乘以ejωeTs项来补偿整流器传递函数中的延迟环节,则可得复矢量PI离散电流调节器
其系统闭环传递函数可由式( 10) 得到。
图4 为采用复矢量离散电流调节器时系统闭环零极点随着开关频率降低的分布情况,其中一个极点基本对消零点,并且随着开关频率的增大,对消效果更好。与3. 1 节的调节器相比,该调节器考虑了延迟,对开关频率的敏感度降低。
3. 3 直接设计离散电流调节器
在离散域内设计电流调节器,采用经典的直接设计方法,可以避免双线性变换法的使用。直接设计法的实质是零、极点对消,即用校正环节的零极点消掉被控对象中不希望出现的零极点,同时加入期望的零极点。根据这一原理,由式( 8) 可得所设计离散调节器为
通过调整K来调节系统的快速性。
由式( 10) 可得到系统闭环传递函数为
可以看出,闭环传递函数中不包含采样周期相关项,即闭环极点与采样周期无关。
直接设计法的性能特点可以通过图5 特征值的移动来分析。可以看出闭环系统的一个零、极点得到了很好的对消,另外两个极点不随采样频率变化,因而使得系统的控制性能稳定。
4 仿真结果
基于以上各种电流调节器设计的分析,在Mat-lab / Simulink下建立控制系统的仿真模型,并对三种方案进行了仿真比较。由于采用不带延迟的PI调节器在低开关频率下耦合严重,运行效果较差甚至不能正常工作,因而这里不详细给出其结果。仿真涉及的主要参数: 交流侧输入电压ea= 220V,输入电阻R = 0. 1Ω,电感L = 10m H。整流运行时直流母线给定值Udc= 690V,直流侧电阻RL= 69Ω,开关频率为1k Hz。需说明的是,为方便直观地观察与比较电压和电流波形,文中电流电压均采用标幺值表示,其中电压的基准值为310V,电流基准值为50A。
图6 为PWM整流器采用不带延迟补偿PI电流调节器在不同开关频率下的仿真波形,在0. 2s时刻突加负载。在开关频率高为3k Hz时,PWM延迟基本可以忽略,系统能够正常运行。然而当开关频率降低为1k Hz时,由于PWM延迟不能忽略,若仍然采用不考虑延迟的PI调节器,会使得dq轴电流耦合严重,甚至整个系统不能正常工作。
图7、图8 分别为采用复矢量离散电流调节器和直接设计法离散电流调节器时PWM整流器的仿真结果。其中0. 2s时负载增大一倍。可以看出,在开关频率为1k Hz时,该调节器能实现dq轴的解耦,但由于零极点不能准确对消,图7( a) 中直流母线电压和图7( b) 中的dq电流存在波动。
由于直接离散化设计方法基于零极点对消的原则,且系统闭环传递函数与采样周期无关,因此不受采样周期的影响。与图7 相比,图8( a) 和8( b) 中直流母线电压及dq轴电流波动明显变小。两种方法时电网侧均实现单位功率因数,由图8( c) 和7( c) 可知采用直接设计的离散电流调节器交流谐波稍有改善。
5 结论
低开关频率时,PWM整流器控制系统采用传统离散PI电流调节器时性能较差。对此本文给出一种基于零极点对消的直接离散电流调节器设计方法。带延迟补偿的复矢量PI电流调节器能实现dq轴的解耦,但直流母线电压波动稍大。采用文中直接设计法设计的离散调节器,能实现零极点的完全对消,且系统性能不受开关频率变化的影响。仿真结果证实了直接设计法电流调节器性能是最优的。
摘要：在低开关频率时采用传统电流调节器设计对PWM整流器进行控制,将导致dq轴电流的严重耦合,甚至系统不能正常工作。本文分析了PWM整流器的离散化模型,考虑实际系统中存在的PWM延迟,基于复矢量概念并结合整流器离散特性进行了直接离散化电流调节器设计。该设计方法不需要进行双线性变换,且其闭环系统与采样周期无关,性能稳定。通过几种离散化调节器的仿真结果对比显示了直接设计离散电流调节器的优越性能。
PWM开关电源 篇3
关键词：PWM整流器 开关电源 功率因数
开关电源是利用现代电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比），调整输出电压，维持输出稳定的一种电源。早在20世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机电源换代，进入90年代开关电源已广泛应用在各种电子、电器设备，程控交换机、通讯、电力检测设备电源和控制设备电源之中。开关电源一般由脉冲宽度调制控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使的开关电源技术也不断的创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，从而为开关电源提供了广阔的发展空间，
1、开关电源发展趋势
开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。
模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。
2、PWM整流在开关电源中应用
20世纪90年代以来，PWM整流器[1]一直是学术界关注和研究的热点课题。随着研究的深入，基于PWM整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来。这些应用研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。经过多年的研究和发展，PWM整流器技术己日趋成熟。PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件橋路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型整流器（Voltage Source Rectifier-VSR） [2]，也有电流型整流器（Current SourceRectifier-CSR，并且两者在工业上均成功地投入了应用。PWM整流器的研究是一个非常活跃的研究领域，当前最流行的 （数字信号处理器）作为整流器的控制核心，已经开始研究DSP实现PWM整流器控制算法。
PWM整流器与开关电源结合能够解决开关电源中诸多不足，解决开关电源整体功率因数低和网侧输入电流不连续等难题。PWM整流器能在抑制谐波和提高功率因数方面在开关电源中得以实现。
3、总结
PWM整流技术已经成为各种动力电源的重要发展方向，他的使用对于绿色能源的设计起到了巨大的推动作用。国内不少高校对PWM整流技术进行数学建模、控制策略研究及PWM整流器应用的深入研究。PWM整流技术发展必将推动开关电源长远发展。
参考文献：
[1]接峰.三相PWM整流器及其控制[D].杭州.浙江大学，2006
PWM开关电源 篇4
摘要：随着集成电路设计技术的发展，在片上系统(SoC)中，越来越多地使用各种功能IP核部件构成系统。总线是这些部件连接的主要方式，目前有数家公司和组织研发了多种面向SoC设计的总线系统。本文介绍SoC中常用的三种片上总线AMBA、Wishbone和Avalon，分析和比较其特性，并针对其不同的特点阐述其使用范围。
关键词：SoC 片上总线 AMBA Wishbone Avalon
引 言
??嵌入式系统是当今计算机工业发展的一个热点。随着超大规模集成电路的迅速发展，半导体工业进入深亚微米时代，器件特征尺寸越来越小，芯片规模越来越大，可以在单芯片上集成上百万到数亿只晶体管。如此密集的集成度使我们现在能够在一小块芯片上把以前由CPU和若干I/O接口等数块芯片实现的功能集成起来，由单片集成电路构成功能强大的、完整的系统，这就是我们通常所说的片上系统SoC(System on Chip)。由于功能完整，SoC逐渐成为嵌入式系统发展的主流。
??SoC相比板上系统，具有许多优点：
??① 充分利用IP技术，减少产品设计复杂性和开发成本，缩短产品开发的时间;
??② 单芯片集成电路可以有效地降低系统功耗;
??③ 减少芯片对外引脚数，简化系统加工的`复杂性;
??④ 减少外围驱动接口单元及电路板之间的信号传递，加快了数据传输和处理的速度;
??⑤ 内嵌的线路可以减少甚至避免电路板信号传送时所造成的系统信号串扰。
??SoC的设计过程中，最具特色的是IP复用技术。即选择所需功能的IP(给出IP定义)核，集成到一个芯片中用。由于IP核的设计千差万别，IP核的连接就成为构造SoC的关键。片上总线(On-Chip Bus，OCB)是实现SoC中IP核连接最常见的技术手段，它以总线方式实现IP核之间数据通信。与板上总线不同，片上总线不用驱动底板上的信号和连接器，使用更简单，速度更快。一个片上总线规范一般需要定义各个模块之间初始化、仲裁、请求传输、响应、发送接收等过程中驱动、时序、策略等关系。
??由于片上总线与板上总线应用范围不同，存在着较大的差异，其主要特点如下：
??① 片上总线要尽可能简单。首先结构要简单，这样可以占用较少的逻辑单元;其次时序要简单，以利于提高总线的速度;第三接口要简单，如此可减少与IP核连接的复杂度。
??② 片上总线有较大的灵活性。由于片上系统应用广泛，不同的应用对总线的要求各异，因此片上总线具有较大的灵活性。其一，多数片上总线的数据和地址宽度都可变，如AMBA AHB支持32位~128位数据总线宽度;其二，部分片上总线的互连结构可变，如Wishbone总线支持点到点、数据流、共享总线和交叉开关四种互连方式;其三，部分片上总线的仲裁机制灵活可变，如Wishbone总线的仲裁机制可以完全由用户定制。
??③ 片上总线要尽可能降低功耗。因此，在实际应用时，总线上各种信号尽量保持不变
PWM开关电源 篇5
1 P WM控制电路的基本原理
PWM (脉冲宽度调制法) , 也称移相调功法, 使某一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位保持一个固定相位差 (此相位差为可调) , 另一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位差则可以调节, 通过改变2个桥臂开关器件的驱动信号之间的相位差来改变输出电压的有效值, 以达到调节功率的目的。
根据β超前还是滞后分为2种PWM方式:降频式PWM控制和升频式PWM。降频式PWM和升频式PWM有共同的特点:在调节输出电压脉宽的同时也改变了负载的工作频率。因此也隐含了部分PFM调功的因素。
2 基于VHDL设计P WM
为了实现超声波电源逆变器的有限双极性PWM可逆控制, 需要产生四路驱动信号来实现逆变器的正反切换控制。当PWM控制电路工作时, 其中超前桥臂的两路驱动信号的占空比相同但相位相反, 同时随控制信号改变并具有互锁功能;而滞后桥臂脉宽根据单片机给定功率的大小做相应调整。另外, 为防止桥路同侧开关管同时导通, 还应当配有延时电路。其中BBB矢量用于为单片机提供调节占空比的控制信号, FPLL为锁相环输出的谐振槽路跟踪频率信号, CLK为本地晶振频率, PWM1、PWM2、PWM3、PWM4为四路信号输出。其内部原理图如图1所示。
由于该系统的PWM信号实时跟踪谐振频率, 所以该PWM模块必须输出频率可变、占空比可变的信号。基于此思路该设计可得到脉冲周期可变、占空比决定于控制信号、分辨率为1/256的PWM信号。A、B分别为八位计数器, C、D分别为比较器。E为延时模块。频率跟踪信号FPLL可直接作为一路PWM信号PWM1, FPLL经过反相延时处理后生成相对应的另一路信号PWM3, FPLL高电平信号作为计数器A、B的高有效输入端, 在CLK时钟脉冲的上升沿计数器工作做一处理, 比较器的输出信号与单片机输出的占空比调节信号相比较, 若计数器计数值小于占空比调节信号值大小, 则比较器输出低电平, 否则输出高电平。
3 P WM控制模块电路仿真实现
根据PWM模块控制电路原理, 设计产生PWM1信号和相应的另一路占空比可调的PWM4信号, 部分源程序如下:
在超声波电源逆变系统中, 延迟模块必不可少, 其功能是对PWM波形的上升沿进行延时, 而不影响下降沿, 从而确保桥路同侧不会发生短路。
综上所述, 用VHDL语言描述PWM控制模块, 其程序仿真波形如图2所示。仿真结果说明, 以FPLL信号为基准, 分别产生四路PWM信号。PWM1与PWM3为占空比相同、相位相反的两路信号;PWM2与PWM4为占空比可调的两路信号;其中PWM1与PWM4同时导通、PWM2与PWM3同时导通。
调节PWM脉宽的程序为:通过锁相环里的计数器, 可以知道当前工作的频率, 也就是周期数。之后, 通过PID硬件调节电路和A/D转换芯片, 可以计算出所需要的占空比, 从而改变输入PWM信号的脉宽, 实现功率的调节。
4 结语
研究表明, 采用VHDL语言, 以FPGA为载体设计PWM电路, 具有设计灵活、信号传输速率快、可靠性高、抗干扰能力强的特点。可以方便地通过改变FPGA外接的晶振的频率来提高占空比的调节精度;同时, 控制方式灵活, 能够调整功率开关管的死区时间, 保护开关管安全工作;此外, 还可以在不改变系统的电路前提下, 调节主电路的输出, 实现数字化的PI以及PID控制。
摘要：PWM是超声波电源常用的调节功率的重要方法之一, 传统PWM控制电路往往存在电路设计复杂、可靠性较差等不足。为此, 在介绍PWM基本原理基础上, 提出了一种新颖的基于FPGA产生PWM的方法。利用VHDL语言进行了详细的设计说明, 并在modelsim软件中进行了仿真验证。结果表明:以FPGA为载体设计的PWM控制电路, 可以方便地进行PWM脉宽的宽度, 实现功率调节。
关键词：PWM,超声波电源,VHDL
参考文献
[1]黄文剑, 张玥, 张云电.移相控制器在智能超声电源中的应用[J].杭州电子科技大学学报, 2005, 25 (5) :10～13
[2]徐志军, 徐光辉.CPLD/FPGA的开发与应用[M].北京:电子工业出版社, 2002.2～3
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